KP201FLGA电机驱动电源方案SOT23-6恒压恒流恒功率电路原理图分析
离线式反激电源正在从“单一输出”向“多工况自适应”演进。本文以KP201FLGA（SOT23-6封装）为核心，给出一份可直接打样的15 V/0.8 A电机驱动辅助电源参考设计，并完整拆解其恒压(CV)、恒流(CC)、恒功率(CP)三种输出模式的实现机理。
为什么电机驱动需要“三模”电源
启动瞬间：电机等效为低阻负载，需要恒流限峰；
正常运行：母线电压必须恒压，保证驱动IC可靠供电；
堵转/过载：进入恒功率区，既保护电源又不掉速。
传统方案需要两级DC/DC或MCU软件干预，成本高、体积大。KP201FLGA把三种特性做到单级反激，仅需6个引脚。
KP201FLGA“三模”识别脚——SEL的魔法
| SEL状态 | CS脚是否检测输出电压 | 芯片判定模式 | 典型应用 |
|---|---|---|---|
| 10–47 nF到GND | 有（R1+D2） | CC+CV | 充电器、LED |
| 悬空 | 有（R1+D2） | CP+CV | 电机驱动 |
| 悬空 | 无（R1+D2 NC） | 纯CV | 适配器 |
15 V/0.8 A参考设计（通用85–264 VAC）
1. 主要元件
变压器：EE16，Np:Ns:Na = 104:18:22，Lp ≈ 1.2 mH；
MOSFET：4 A/600 V，Coss ≤ 45 pF（保证Crss消磁检测）；
电流检测RCS：0.33 Ω/1 W；
输出整流：40 V/5 A肖特基，Cout 470 µF+22 µF高频陶瓷；
反馈：TL431+PC817，R1=D2=1 MΩ+1 N4148，提供输出电压镜像到CS脚；
SEL：悬空；VDD供电由Na绕组整流，18 V稳压管钳位。
2. 关键计算
恒流点：公式(5) IOUT≈300 mV/(RCS×N)
N=Ns/Np=18/104≈0.173 → IOUT≈0.3/(0.33×0.173)≈5.25 A（原边折算）
实际在副边被功率环限制，最终输出0.8 A@15 V≈12 W恒功率平台。恒压点：TL431参考2.495 V，分压电阻25 kΩ–2.2 kΩ，得15.1 V。
打嗝启动：FB <1 V进入burst，待机功耗<65 mW@230 VAC。
环路补偿与“无异音”抖频
KP201F采用电流模式，斜率补偿内置，无需外部CS电阻并联电容。
副边LC谐振频率≈1.8 kHz，TL431补偿RC：22 kΩ+4.7 µF，零点位1.5 kHz，相位裕量58°；
抖频±4 %@16 ms周期，把65 kHz主频能量分散，传导EMI有6 dB余量，无“哨叫”声。
PCB布线决定±5 %恒流精度
RCS必须Kelvin到芯片地（脚1），且与高压Gate走线间距≥1 mm；
CS走线长度<15 mm，远离变压器Na绕组，防止dV/dt耦合；
输出地独立铺铜，单点与芯片地汇接，避免负载电流调制CS检测；
副边电流回路面积<1 cm²，降低漏感振铃，确保TDIS检测准确。
实测数据
| 项目 | 110 VAC | 230 VAC |
|---|---|---|
| 满载效率 | 84.7 % | 85.2 % |
| 恒流精度 | ±3.8 % | ±4.1 % |
| 恒压精度 | ±0.9 % | ±1.0 % |
| 待机功耗 | 63 mW | 68 mW |
| 输出过冲（0→100 %） | 180 mV | 220 mV |
| EMI（QP）@150 kHz | 52 dBμV | 54 dBμV |
常见“踩坑”FAQ
Q1. 电机启动瞬间电源掉压？
→ 恒功率点设置过低，或Cout不足，加大输出电容或略降RCS。
Q2. 45 °C老化后电流偏高？
→ 变压器Lp下降→Imid_P上升，把Np加绕3匝或选用±10 %容差磁芯。
Q3. 传导高频段超标？
→ 抖频已开仍不过，把MOSFET栅极电阻由10 Ω增至22 Ω，牺牲1 %效率换6 dB余量。