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便宜的自制 30 MHz - 6 GHz 矢量网络分析仪

news 2025/9/29 6:07:03

介绍

矢量网络分析仪（VNA）用于测量高散射参数频率电路。当频率足够高时，波的反射开始重要，需要考虑分布效应。VNA可以用于分析电路在高电平下的反射系数和透射系数频率。

例如，理想情况下，天线会辐射它获得的所有能量，但所有天线将部分能量反射回源，仅辐射能量在某些频率下。VNA 能量反映为可以测量频率。放大器还反射来自两个输入的一些能量和输出并有一定的增益。所有这些都可以使用 VNA 进行测量。

不幸的是，VNA 通常非常昂贵，远远超出了我的预算。最新具有非常宽频带的尖端 VNA 可能具有极高的成本。为 Anritsu 的 110 GHz VectorStart ME7838A VNA 的起价为 575,850 美元。即使是用于较低频率的 VNA，通常也要花费数千美元。在 ebay 最便宜的二手 6 GHz 双端口 VNA 似乎售价约为 2,000 欧元，甚至更高比我愿意支付的费用。

由于我连二手 VNA 都买不起，所以我决定自己做一个预算 200 欧元，是二手价格的十分之一，大约是新价格的 1/100。之当然，它不会像商业 VNA 那样准确，但我不需要它准确性高，无论如何，这都是一次很好的学习体验。

方框图

VNA总框图。

S11=一个RX1

S21=BRX1

那么VNA是如何测量信号的反射和传输的呢？经营原理很简单，但实施更具挑战性。理论上 VNA 由用于激励被测器件（DUT）的信号源组成，每个端口有两个定向耦合器，用于测量发射波和反射波耦合器末端的探测器可以测量振幅和信号的相位。

信号源生成一个测试信号，该信号被路由到其中一个端口。部分的信号由接收器定向耦合器耦合，其相位和幅度被测量。其余信号从 VNA 端口进入被测设备。一些信号被反射回源端口，并且它是由另一个定向耦合器测量的。反射功率与发射功率用于计算被测物的反射系数。

信号的非反射部分通过 DUT，并且可以是通过设备后衰减或放大。当测试信号从DUT出来时，部分信号由定向耦合器耦合测量第二个端口及其相位和幅度。信号的其余部分传递到终端并被吸收。传输系数为计算为接收功率与发射机功率的比率。

当以相反方式连接源开关重复测量时， DUT 的反射和透射系数可以从其他方向。

然而，在实践中，测量并不是那么简单。最大的区别是长度 VNA 内部的传输线和连接 DUT 的电缆导致损耗和感情测量阶段。PCB 上的 6 GHz 波长约为 3 厘米。为接收器之间的相位差与源的距离可以忽略不计，耦合器和 DUT 应该比这小得多。尤其是连接电缆到 DUT 的 VNA 需要比这长得多，以便设备可以连接。电缆、耦合器和输电线路也存在损耗 VNA 内部。定向耦合器并不是完全定向的，它们还有一些来自另一个方向的信号。源和负载匹配不会是完美的，也会反射一些信号。 VNA 内部组件也有反射。所有误差也具有一定的频率依赖性。

包含一些错误源的框图绘制。

然而，情况并非毫无希望，因为所有错误项都可以从具有已知反射系数和透射系数的器件的测量。当错误时项已知，可以求解真实反射和透射系数从测量结果来看。通常非常准确地表征在两个端口上测量短路、开放和负载标准，直通线路是用于校准从端口到端口的传输。

四接收器 VNA

通用两口四接收器VNA框图。大多数商业 VNA 都是这样工作的。

如果您想查看更详细的 VNA 框图，请查看例如，PNA-X 服务手册 N5242-90001。在第 119 页上，有一段非常详细的射频部件的框图。上面是图表的简化版本。

源是使用锁相环实现的，并且倍频器通常是用于达到更高的频率。保持输出功率电平恒定测量输出放大器后的频率、输出功率和在调整放大器之前衰减器，直到检测到的功率正确。

耦合到定向耦合器的功率是高频的，它需要在被检测到之前混合。超外差接收器与一个中频常用于接收器架构，避免了直接混合到 DC 的复杂性。在这种情况下，信号存在仅在一个频率下，这允许将中间频率设置为非常低，大约几 MHz，并以数字方式进行最终混音。数字混音有与模拟实现相比的优势在于，虽然没有模拟组件可以可以根据需要准确地进行完美的数字混音。模拟混音器添加噪声，两个混音器的 LO 信号相位不完全相等，性能随温度和工作电压等而变化。数字混音不存在这些误差，测量结果要多得多准确。

虽然这是制作 VNA 的良好架构，但它有一个缺点，即需要许多昂贵的组件。30 MHz - 6 GHz 混频器成本约为 10 欧元，高精度 ADC 约 10 - 20 欧元，快速微控制器，或更好的是，需要 FPGA连接到 ADC、控制开关、切换其他信号和通信与计算机。仅这些组件的成本至少为 100 欧元甚至更多仍然需要组件，例如 PLL、振荡器、滤波器、PCB、电源转换器等等。整块板太贵了，所以必须有一些东西被移除以省钱。

单接收器 VNA

我的 VNA 框图。

简化框图的最根本方法是将接收器替换为单接收器和SP4T开关。这将删除三个ADC、混频器和滤波器同时添加单个开关。信号处理也得到了简化，因为现在我们必须只测量一个ADC，而不是四个。这个变化确实有一些缺点。首先，SP4T 开关并不完美，会有一些泄漏接收器通道之间。理论上它可以校准出来，但它会减小测量的动态范围。其次，之前所有四个可以同时测量通道，但现在只能测量一个通道一次测量。这增加了测量单个频率扫描四倍。

本地振荡器也可以简化为谐波和精确功率电平只要符合搅拌机。

实际上，SP4T 开关的泄漏将是一个问题校准。普通 VNA 使用高质量的组件和串扰可以假定端口不存在。使用此架构，除非小心为了尽量减少串扰（这将需要增加成本），不能假设它为零。正常的校准程序无法纠正它，最终测量中会出现误差。有更复杂的特殊校准程序，可以纠正泄漏，所以校准仍然是可能的。

设计

定向耦合器

耦合线耦合器。当波从端口 1，其中大部分通过端口 2，其中一些将耦合到端口 3.当波从端口 2 传递时，大部分波将再次消失到端口 1，但其中一些会耦合。这次的耦合波将被终端电阻器吸收，理想情况下不会检测到任何内容在端口 3 上。

VNA 的核心是定向耦合器。理论上可以制作只需两条线并排，它们之间有很小的间隙。当高频波穿过其中一条线，一些信号耦合到附近的线路。这耦合波也更喜欢朝一个方向发展，理想情况下不会有任何东西另一个方向，但实际上对另一个方向也有小信号方向。与功率相比，有多少功率流向了正确的方向走错方向称为方向性。一个好的耦合器可以有方向性超过 30 dB（千分之一的功率出错方向）。

我的雷达上的微带耦合器。

方向性如何影响VNA的精度？如果方向性为 0 dB，那么耦合器就不能再真正称为定向和传输和反射波是无法分离的。结果是 VNA 无法测量任何东西。如果方向性较差，但高于 0 dB，则测量。它可以校准出来，但接收器的动态范围是有限，准确性降低。因此，为了获得准确的 VNA，我们需要尽可能高的尽可能的方向性。

事实证明，带状线耦合器，其中线位于内层PCB，可以比线路所在的微带线耦合器具有更高的方向性在PCB的顶部。我自己也不太清楚确切的原因，它有与微带线上的一侧是相对较高的 PCB介电常数，另一侧是介电常数较低的空气。带状线另一方面嵌入 PCB 内部，因此两侧具有相同的材料。

两个带状线定向耦合器的三维仿真模型。

正向（S31）和反向（S41）方向的模拟耦合。S 参数使用 scikit-rf python 包绘制。

模拟指向性在低频时为 20 dB，在高频时为 30 dB。由于耦合线路在较低频率下会迅速降低与波长相比，电非常短。低频耦合可以通过制作多级耦合器进行改进。我决定不做一个，因为它需要更多的 PCB 面积，甚至单级耦合器也相当大。因此，低频的动态范围会很差。我更对高频感兴趣，因此在较低频率下降低精度不会太重要了。

从微带进行连接仍然存在潜在问题从顶部到PCB的内层。需要过孔，但确实如此在这些频率下使用足够低的反射？

过孔的3D仿真模型。

我模拟了一个带有一个信号过孔和两个接地过孔的过孔结构接近它。在靠近信号通孔的地方添加接地过孔非常重要，这样接地电流也可以改变层，而不需要走得太远。

过孔的模拟回波损耗。插入损耗约为 0.4 dB。

根据模拟，这似乎没有任何问题过孔连接和回波损耗非常好。我什至模拟了它多达 16 GHz，根据模拟，它在该频率下仍然工作良好。

源振荡器和本地振荡器

PLL 框图。

为了准确生成 GHz 范围内的频率，需要锁相环。它可以使用比较输出的反馈回路生成准确的信号压控振荡器（VCO）的频率除以 N 至稳定的低电平频率参考时钟。反馈回路试图使这些频率相等通过调整VCO的调谐电压。结果是输出频率 VCO是基准时钟频率的N倍。通过巧妙地改变分频值可以实现分数除法值。

使用 PLL 生成宽带信号的问题是高质量的电压受控振荡器通常不是很宽带。生成信号宽带宽有几种不同的选项：

倍频器和分频器可用于扩展频率范围。这种方法的缺点是它们都会产生大量谐波，因此需要滤波。
两个 PLL 输出可以混合在一起以生成和差频率。这也会产生谐波，需要第二个 PLL 和混频器。
可以使用多个开关VCO。这需要逻辑来选择正确的 VCO 当然还需要许多 VCO。

幸运的是，这个问题已经解决了，并且有几个商业具有集成VCO组和输出分频器的PLL芯片。一些合适的一种是ADF4355可以产生 54 MHz 至 6.8 GHz 的输出频率，MAX2871可以产生 23.5 MHz 至 6.0 GHz 的频率。

MAX2871是一个更便宜的选择，而且它有合适的频率范围，所以我选择使用它。它具有多个 VCO 和分频器。尤其是在较低的频率分频器可以产生高谐波，一些滤波是需要清理信号。因为频段太宽了，所以有多个滤波器需要在不传递谐波的情况下覆盖所有内容。我决定使用四个滤波器工作频率为 0 - 1.1 GHz、1.1 - 2.1 GHz、2.1 - 4.2 GHz 和 4.2 - 6.0 GHz。越多越好，尤其是在较低频率下，但它们很快就会变得与拥有它们的优势相比，太贵了。四是不错的选择从成本角度来看，由于具有四个以上极点的射频开关通常比极数较少的开关更昂贵，因为此类开关的用途较少开关。串联多个交换机是可能的，但需要更多的PCB面积。

更详细的源框图。

滤波器之后是功率均衡电路，由可变衰减器、射频放大器和功率检测器。

可变衰减器PE43711可配置为衰减范围为 0 dB 至 31.75 dB，步长为 0.25分贝。

射频放大器需要非常宽带，我选择使用TRF37A75射频放大器。这是一个便宜的 40 到 6000 MHz放大器，增益为12 dB。增益非常稳定，因为频率，它在整个频率范围内仅变化约 3 dB。输出然而，匹配可能会更好，因为它在 6.0 GHz 和反射时仅为 -7 dB 放大器输出会导致测量中出现一些误差。既然我认为添加一些匹配的地方是个好主意组件，以便之后可以改进匹配，但为时已晚现在。

在放大器输出端有一个使用 100 欧姆连接的功率检测器电阻器。电阻器用作 -10 dB 耦合器，电容器用于直流阻塞。

微控制器用作反馈回路的一部分。可以使用基于运算放大器的电路，但在这种情况下不能使用。权力在测量不同的时，源的液位必须保持恒定接收器通道，否则将出现无法纠正的错误测量。

PCB 上的 PLL、滤波器和功率均衡电路。PLL 有自己的稳压器以减少干扰。检测器文本下方的大组件实际上是 ADC。探测器是它右侧的 1.2 x 0.8 毫米小黑匣子。

上图是PCB上源元件的图片。尤其是在放大器区域组件不能更紧密地放置在一起。我甚至以 45 度角放置了一些直流阻断电容器，这样我就可以节省很少毫米的空间。我决定仅在路由其余部分后才添加功率均衡 PCB 所以空间有点紧张。

本地振荡器使用另一个MAX2871芯片为接收器生成信号搅拌机。没有必要滤波此信号，因为谐波不会退化搅拌机的性能。也不需要调平功率，只要功率水平保持在正确的范围内。为了准确生成频率，它是对源和LO使用相同的参考时钟很重要。ADC采样时钟也应从相同的参考中得出，以获得最佳准确性。如果他们是为了使用不同的引用，它们可以相对于彼此漂移。使用相同的参考是指即使参考漂移，也会在采样，因为所有频率的漂移量相同。

接收器

接收器由SP4T开关、混频器、本地振荡器、抗混叠滤波器组成和 ADC。

开关导致通道之间串扰，降低精度测量。非常高的隔离开关将是获得最佳性能的理想选择。低损耗也很受欢迎，因为高损耗会减小动态范围，但高损耗隔离更为重要。开关还需要吸收而不是在非交换端口上反射，当然工作频率为 30 MHz 至 6 GHz。

也可以使用三个 SP2T 开关，它可能会给更好的隔离。然而，单个 SP4T 开关更简单且优化性能并不那么重要。最好保持设计简单在下一次修订中指出并优化性能。

我选择使用 Peregrine PE42441 SP4T 开关具有大约 40 dB 的隔离度。它确实会影响准确性，但希望不会太过多。商用 VNA 通常具有非常高的 >100 dB 隔离度端口之间，所以与它们相比，这是非常差的。

据我所知，只有一种可能的经济实惠的混合器可以使用在整个频率范围内。它与我在雷达上使用的ADL5801混音器相同。

推荐的混音器输入连接。

混频器具有平衡输入，数据表建议使用巴伦进行转换用于混频器输入的单端信号到差分信号。问题是大多数巴伦都是窄带的，而此应用需要能够工作频率范围为 30 MHz 至 6 GHz。有一个来自 MiniCircuits 的巴伦，能够在整个频率上运行范围，但每件要 7 欧元，我需要直接从迷你电路。

另一种选择是将巴伦排除在外并单端驱动混音器。其他未使用的输出通过电容器接地。自单曲结束以来混频器的输入阻抗为 25 欧姆，系统阻抗为 50 欧姆，返回搅拌机的损失会恶化。转换增益和线性度也将遭受。然而，它确实节省了 7 欧元（+运费）和 PCB 面积，所以看起来值得。

IF 过滤器。

LO 频率设置为比源频率低（或高于，没关系）2 MHz。这给出了 2 MHz 的 IF 信号，易于采样和滤波。在我的雷达滤波器可以更加激进，这次我添加了一些可选的滤波如果需要，可以添加的组件。差分放大器缓冲ADC 的信号并稍微放大它。ADC 之前的最终 RC 滤波器进一步衰减高于采样频率的高频以避免混叠。

抖动信号是一种噪声信号，可以添加到ADC输入中。为什么要添加故意在信号中添加噪声？考虑要测量的信号如此之小，以至于峰峰值小于一个ADC最低有效位。然后ADC可能只输出恒定值，而没有检测到任何东西。如果添加噪声信号，则在ADC输出端总是可以看到一些变化。这一次待测信号会影响ADC的输出值。如果噪声和信号具有不同的频率，则可以滤除噪声信号。由于信号影响了某些输出值，因此可以在以下情况下检测到。滤波。因此，通过增加噪声，ADC的动态范围得到了增加。

了解更多信息，请访问此ADI公司文章。

好主意，但事实证明，由于通道之间的泄漏，存在始终有足够的信号来检测，因此不需要它。

数字逻辑

板载需要微控制器（或 FPGA）来处理与计算机并控制所有设备。由于只需要一个 ADC开关接收器我决定省钱并寻找微控制器带有集成 ADC。

我能找到的最合适的是恩智浦LPC4370。它有一个 ARM-Cortex M4 内核和两个 Cortex-M0 内核，高速（480 Mb/s） USB支持和 80 MHz 12 位 ADC。最大时钟频率为 204 MHz，因此它应该足够快。

这部分具有我在所有微控制器上见过的最快的集成 ADC。具有相同时钟速率和位深度的外部 ADC 的成本高于整个微控制器，因此节省的成本是可观的。它可用于业余爱好者不友好的 100 和 256 球 BGA 封装。

电压调节

电源框图。

对于高精度测量，重要的是可以进入信号路径的电源。对于我的雷达，我制作了对模拟部件和 ADC 使用开关模式电源的错误。而噪音不是很高，还是可以检测到的。

这次我决定在电源设计上格外注意最大限度地减少干扰。我还是不想走得太远，因为质量很高组件可能很昂贵。例如，屏蔽射频部件将是有帮助，但会花太多钱。

开关模式电源。

电路板的功耗约为 3 W。USB 的功耗限制总线为 0.5 W，因此需要外部电源。12 V 是通用交流适配器输出电压，所以我选择将其用作输入电压。有一些过滤权直流插头后，电源转到两个 L7980 开关模式电源变换器。L7980稳压器的特点是开关频率通过连接两个引脚，可以同步两个不同的稳压器监管机构一起。开关频率将以以下方式同步：稳压器之间的相位差为 180°。这导致输入更低纹波，因为输入滤波电容器的电流是间隔的。具有同步开关频率很有用，因为只有一个频率在 5V 和 3.3 V 电源轨上。

如果频率不同步，则混合不同可以创建开关频率。可能发生这种情况的一种途径是，如果功率电感器彼此靠近放置在磁场上电感器可以耦合，并在它们之间注入开关噪声，导致总和以及在输出端检测的开关频率的差项两个监管机构。开关噪声可以传播的另一条路径是通过共享输入。当稳压器开关时，它会消耗电流和输入电压减少一点。由于稳压器共享输入电压，因此会注入噪声到另一个稳压器的输出。

开关后连接线性稳压器时也必须小心调节器。这种连接的目标通常是具有良好的效率开关稳压器和线性稳压器的低噪声。降噪可以如果电源抑制率（PSRR）为线性，则远低于想象的稳压器在开关频率下不够高。

例如，如果我们放置 MCP1700 3.3 V 开关电源后的线性稳压器，具有开关频率我们会发现添加线性稳压器几乎没有任何影响。稳压器之后的开关噪声与之前相同。

如果我们用 LP5907 替换线性稳压器，开关噪声在线性调节器不见了。这两种线性有什么区别监管机构？

PSRR 为 MCP1700。

LP5907 的 PSRR。

查看数据表上的电源抑制率图我们发现，在 100 kHz 时，MCP1700的 PSRR 约为 0 dB。所有噪声这个频率只是通过。LP5907 的 PSRR 为 -60 dB。例如输入端的0.1 V噪声非常大，稳压器处的噪声仅为100 μV 输出。

MCP1700仍然有用例。它便宜得多，是一个不错的选择为噪音不那么重要的数字系统供电。

原理图和布局

图解的。点击查看 PDF。

KiCad 中的布局。

PCB 是用 KiCad 设计的。新的推推式路由器在布线像这样的紧凑电路板时真的很有帮助。

该 PCB 是节省 PCB 面积的个人记录。PCB 尺寸为 52 毫米 x 57毫米，两侧安装了 300 多个组件。它本可以制作的如果不是大型定向耦合器，甚至更小。带状线结构要求其上方和下方的层留空浪费很多空间。

软焊

新鲜多氯联苯。由职业安全与健康公园制造。

首先，我将无源元件焊接在屁股。

顶部的模板。钢网由职业安全防护钢网制成

锡膏铺在PCB上。

手工放置的组件。

几分钟后烤箱组件已被焊接。

第一次连接电源。

第一次通电时，一切似乎都正常。虽然我发现我在开关稳压器补偿网络设计和两者兼而有之时犯了一个错误电源的开关噪声约为 0.1 V。重新计算后校正组件值似乎一切正常。我可以编程微控制器，打开 PLL 并查看正确的 IF 信号混频器输出上的示波器。几天工作正常，但突然虽然我无法再与微控制器通信了。我怀疑焊接问题，我尝试重新焊接 BGA 并重新焊接，但没有帮助。我可以再次与微控制器通信，但它会变热并通过USB通信时随机挂起。我没有发现任何错误布局。我还尝试在评估板上删除和重新投掷 BGA 同一个微控制器，它开始出现类似的症状，所以我很漂亮确定我的焊接有问题。或者也许是和中国人在一起我使用的 BGA 球？

不幸的是，我没能正确地重新焊接 BGA，几次后尝试 BGA 封装的阻焊层看起来非常损坏拆焊。

拆下组件后损坏了 PCB。

因此，在让董事会呆了几个月后，我设法找到了动力再做一个。我拆焊了最昂贵的组件并制作了一个新的板。这次我管理了 LO PLL 封装的混乱焊接。我有在之前拆焊一些组件并使用我的旧不受调节的熨斗我设法抬起了 LO PLL 的数据输入垫，同时清洁焊盘上的焊料。我设法焊接了一个直径为 0.1 毫米的跳跃连接到 QFN 焊盘，该板仍然可以使用。

跳线焊接在 QFN 的侧面。

微控制器仍然比正常情况更加热。它不会运行在全工作频率下稳定，但在将频率从 204 降低后从 MHz 到 108 MHz，它似乎正在工作，尽管仍然很热。我还是不过在布局上没有发现任何问题，所以也许仍然有一些问题焊接问题？

信号处理

固件基于 HackRF 和 AirSpy 固件。感谢这些开放源软件已经实现了我需要的许多功能，固件开发比我需要从头开始要容易得多。

简而言之，固件的采样部分通过首先设置源和 LO 频率基于来自计算机的命令。射频输出和放大器是启用，端口开关、源滤波器和源衰减器设置为正确的值，接收器SP4T开关设置为第一个通道。

然后计算机发送命令开始采样。DMA 配置为 16k 采样从 ADC 到存储器，完成后引发中断。随着 DMA 的移动后台 SP4T 开关中的样本被切换，以便每个通道都采样。引发 DMA complete 中断时，将示例发送到计算机。如果需要更多平均，则重复采样并对测量值进行平均。

计算机上的示例。

计算机程序获取与图中相似的记录样本以上。在这种情况下，进行两个端口测量，因此所有四个通道都采样（在一个端口测量中，采样两个通道就足够了）。第一测量是端口 2 参考通道 RX2。第二个是端口 1 反射通道 A。第三个是端口 2 反射 B，第四个是端口 1 参考 RX1。

在此测量中，我们可以看到源连接到端口 2 作为端口 1通道 RX1 和 A 仅显示泄漏，而端口 2 上有大信号通道 RX2 和 B。

RX2通道样本的FFT。

对RX2通道样本进行FFT检测，发现信号质量相当好。微控制器上的ADC似乎也表现得惊人。 Y 轴单位以分贝满量程为单位，输入正弦波，最大幅度没有饱和度的幅度为 0 dB。

信号电平为 -12 dB，其附近的本底噪声约为 -90 dB。一些在直流附近可以看到噪声，在 3.6 MHz 和 4.0 MHz 时可以看到更大的杂散。高频尖峰可能是混频器非线性的结果。4.0 MHz 似乎是第二 IF 信号的谐波，但我不确定 3.6 MHz 从何而来。

A 通道样本的 FFT。

对 A 接收器样本进行 FFT 后发现，即使检测到某些信号虽然在剧情上振幅看起来很低。测量的信号电平为 -50 dB 全尺寸。这时 3.6 和 4.0 MHz 的信号已经消失，这使得检测它们作为混频器产品的电平是否取决于信号电平。然而在 2.6 MHz 时有一个小杂散。在第一个 FFT 上也可以看到它，尽管信号上面几乎没有泄漏，很难看到。本底噪声约为 -90 分贝。

从FFT图中可以提取IF信号的幅度和相位，但是当只需要一个频箱时，无需计算所有频箱。

k信号离散傅里叶变换的第个频箱x定义为：

哪里N是信号的长度。我们可以使用这个定义来计算系数仅为一个频箱。时间复杂度为 O（n）而不是 O（n log（n）） FFT 的，所以理论上它应该更快。

生成数字秒 LO I 和 Q 信号。在此图中，频率低于 2 MHz，以使形状更清晰。

在信号频率下产生两个正弦波，相位差为 90 度。将信号切片与来自一个通道的样本相乘，并且相同的两个正弦波的索引切片，并分别取结果的平均值给出了 IQ 样本的真实和复杂部分。也获取LO信号的切片对于正确的相位测量很重要。信号的绝对相位将变化，因为没有参考通道来比较相位。然而，事实并非如此需要，因为 S 参数定义为测量值和相对相位是可重复的。

接下来，切换端口开关，并用源测量接收器连接到另一个端口。从所有通道 S 参数可以计算为计算出的 IQ 样本的比率不同的接收器：

端口源所连接的上标标记。

然而，我们还没有完成。如果我们现在绘制 S 参数，我们会看到它们看起来不像他们应该这样做。原因是有很多错误测量中的来源。其中一些是：

VNA 和外部电缆内部组件的反射。
定向耦合器的方向性误差。
接收器通道之间的泄漏。
电缆和 VNA 内部结构的衰减和长度。

测量开路的S参数给出了以下图。

理想情况下，开路的反射系数应为 0 dB，相位应为反射应为 0 度。

为了获得准确的测量结果，必须对误差进行表征，并且从数学上从测量中删除。

一个端口校准

校准一个端口的测量值比两个端口的测量值容易得多，因为没有尽可能多的错误源。将仅使用其中一个端口，并且第二个端口根本没有被测量。测量结果为反射被测设备的系数。

我们可以将单端口 VNA 建模为与错误适配器串联的理想 VNA。一个0和b0是测量的 RX1 和 A 通道。测量反射系数可以简单地计算为b0/一个0.

在错误适配器中e00项是方向的方向性误差耦合。e11包括端口匹配的错误和e10e01术语是跟踪错误。它模拟了检测器，例如电缆的相位误差，都可以通过该术语进行校正。Γ是被测设备的实际反射系数，以及什么我们想要衡量。

有关 VNA 校准方法的良好概述，请参阅此文档和此页面错误术语的更详细解释。

错误适配器有三个未知术语，因此通过测量三个已知设备，我们可以求解误差项。通过解决的错误项，我们可以求解 DUT的实际反射系数。

唯一的问题是需要三个准确已知的设备。如果实际反射系数与校准中使用的反射系数不同，测量中会有误差。

准确的校准标准品非常昂贵，因为它们需要非常高的精密施工。在 ebay 使用 SMA 的专业校准标准连接器的售价为 300 欧元至 5000 欧元。即使是最便宜的，成本也高于到目前为止，我已经在这个项目上花费了。

以IN3OTD为例，进行了简单的校准标准，我决定自己制定校准标准。

自制 SMA 校准套件。开、短、匹配和通过标准。

我拿了三个通孔 SMA 母连接器。从一个上切下腿来制作打开，一个装满焊料以缩短，并通过焊接进行匹配两个 0805 0.1% 100 欧姆电阻器与最后一个电阻器并联。需要通过标准用于双端口校准，它是常规的 SMA 母对母适配器。

测量校准标准。

测量喇叭天线。

校准标准的未校准响应和喇叭天线。

在上图中是校准标准的未校准 S 参数和喇叭天线。用很少的想象力可以看出喇叭天线看起来像低频开路，在 5 GHz 以上匹配良好。这个图还告诉说，内部误差在 4 到 5 GHz 之间最大，因为那里的纹波有最大的幅度。

校准是使用 scikit-rfPython 库中现有的单端口校准例程完成的。

喇叭天线的输入回波损耗测量该 VNA 与专业级 VNA 的测量值进行比较。

上图是校准后喇叭天线的输入回波损耗。现在的踪迹与未校准的相比，干净得多。蓝色是回波损耗使用此 VNA 测量，红色与使用专业测量的天线相同安捷伦制造的 VNA 级。我使用的确切模型现在已经过时，但类似的模型新的价格约为 15,000 欧元。我的 VNA 能够进行这种测量准确考虑价格差异。在地块，可能是因为我的校准标准不准确。

另一个喇叭天线的回波损耗。

其他喇叭天线测量也与测量一致安捷伦的 VNA。

双端口校准

双端口校准比一个端口校准困难得多，因为校准泄漏也存在其他问题。最常用的误差模型是 12 项误差模型，其中两个端口都有 6 个误差术语，但此错误模型不会对不同接收器，因此无法消除由泄漏引起的错误测量。

12项误差模型。源

12 项误差适配器参数。另一个端口使用相同的型号。源

该型号所需的校准标准有开放式、短式、匹配式和贯穿式。开路、短路和匹配一次在两个端口和一个端口测量在两个端口上执行校准。通过测量用于校准从一个端口到另一个端口的传输。在模型中有一个e30模型端口到端口泄漏的术语，但是在我使用的 scikit-rf 包中没有解决这个问题校准。它通常被认为是零，因为好的 VNA 具有非常高的端口之间的隔离。

测量 20 dB 衰减器

连接 20 dB 衰减器进行测量。公头连接器上使用母头到母头 SMA 适配器以连接到 SMA 电缆。

测试 12 项 SOLT（短路、开路、负载、直通）校准的准确性我测量了一个 20 dB 衰减器。

据卖家介绍，这款衰减器应具有 20 dB +- 2% 的衰减和更好的回波损耗比 -17 分贝。不过，它是便宜的中国，所以谁知道它到底是什么样子喜欢？

上面是衰减器的 SOLT 校准 S 参数。匹配似乎非常好，它似乎满足了 -17 dB 的规格。在低测得的频率衰减为-19.5 dB，略低于承诺的范围 2% 的准确率。轻微的偏移可能是由于校准标准不准确造成的。在低频下，走线看起来还不错，但在高频下却很奇怪纹波，这在 S11 和 S22 测量中也可见。我认为这是由于该模型无法纠正的泄漏。