电路方案分析（二十二）适用于音频应用的25-50W反激电源方案

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1.概述

准谐振反激式设计是一款双输出转换器，具有24V输出和6V输出（经低压差稳压器降压至3.3V）。这些供电电压对音频应用中的电力供应至关重要。24V线路额定输出功率为25W，可承受50瓦的峰值功率，完美契合音频应用的供电需求。该设计对敏感音频信号具有低噪声特性，24V输出的电压纹波低于2.5%。6V线路可提供0.2A电流，用于支持其他辅助设备。

2.反激电源

反激式开关电源是一种隔离型、结构相对简单、成本较低的开关电源拓扑。它是单管拓扑（通常使用一个主开关管），非常适合中小功率（通常在几瓦到一百多瓦，理论极限可达200-300W，但更高功率时效率、应力、成本等不如其他拓扑）、多路输出和需要电气隔离的应用场合。

2.1核心特点

能量存储与转移： 这是反激电源最核心的原理。它利用变压器的电感特性来存储能量（在开关管导通期间），然后在开关管关断期间将存储的能量释放到次级侧输出。

变压器双重作用： 反激电源中的“变压器”与传统意义上的变压器（如正激、推挽中的）行为不同。在开关管导通时，它更像一个储能电感（初级电感储能，次级二极管反偏截止）；在开关管关断时，它才像一个变压器（初级感应电压反向，次级二极管正偏导通，将磁芯中的能量传递到次级负载）。因此，它更准确地被称为耦合电感。

2.2工作模式

不连续导通模式DCM： 每个开关周期结束时，储存在变压器磁芯中的能量完全释放给次级负载和输出电容。这是最常用、设计相对简单、控制环路稳定的模式。

连续导通模式CCM： 在下一个开关周期开始前，变压器磁芯中仍有残余能量未被完全释放。这种模式开关管电流应力较小，但控制环路设计更复杂（存在右半平面零点问题），且EMI可能更严重，较少采用。

临界导通模式BCM： 介于DCM和CCM之间，能量刚好在下一个周期开始前释放完毕。效率通常介于DCM和CCM之间。

2.3关键参数计算

反激电源设计是一个系统工程，需要综合考虑输入输出规格、效率、成本、体积、EMI、安全规范等。以下是DCM模式下关键器件的主要参数计算公式和设计要点：

变压器设计 (核心)

输入参数：

Vin_min, Vin_max: 最小、最大输入直流电压

Vout: 额定输出电压

Iout: 额定输出电流

Pout: 额定输出功率 (Pout = Vout * Iout)

η: 预估效率 (例如 70-85%，用于计算输入功率 Pin = Pout / η)

fsw: 开关频率

Vd: 次级整流二极管正向压降

Vds_max: 开关管允许的最大漏源电压 (决定反射电压 VOR 的上限)

Vclamp: RCD钳位电压 (通常设定 Vclamp ≈ 1.5 * VOR 或根据开关管耐压留裕量设定)

计算反射电压 VOR：

VOR 是开关管关断瞬间，初级绕组感应到的、由次级反射回来的电压 (VOR = (Vout + Vd) * (Np / Ns))。

VOR 的选择至关重要，影响开关管电压应力、占空比、效率。

开关管承受的最大电压应力 Vds_max ≈ Vin_max + VOR + Vspike (其中 Vspike 是漏感引起的尖峰，由RCD钳位电路限制在 Vclamp 以下)。

经验法则：在宽范围输入(85-265VAC)应用中，VOR 常取在 100V - 135V 范围，以平衡高低压输入下的占空比和应力。需确保 Vin_max + Vclamp < Vds_max * 安全系数(如0.8)。

计算最大占空比 Dmax：

在最小输入电压 Vin_min 时达到最大占空比。

根据伏秒平衡原理 (初级导通伏秒 = 次级导通伏秒)：
Vin_min * Dmax = VOR * (1 - Dmax)

推导： Dmax = VOR / (Vin_min + VOR)

通常限制 Dmax ≤ 0.45 - 0.5（尤其在CCM边界附近），以保证足够的关断时间释放能量和环路稳定。

计算初级峰值电流 Ippk：

在DCM模式下，每个周期输入的平均功率等于输出功率（考虑效率）：
Pin = Pout / η = (1/2) * Lp * Ippk² * fsw

推导： Ippk = √(2 * Pin / (Lp * fsw))

这个公式很重要，但 Lp 也是待求量。通常先确定 Ippk 或 Lp 中的一个。

计算初级电感量 Lp：

方法一 (通过电流纹波比 KRP 或 ΔI)：

定义 KRP = ΔI / Ippk，在DCM设计时通常目标 KRP ≈ 1 (即 ΔI ≈ Ippk，电流从0上升到 Ippk)。

开关管导通时间 Ton = Dmax / fsw

初级电流上升斜率 di/dt = Vin_min / Lp

峰值电流 Ippk = (Vin_min / Lp) * Ton = (Vin_min * Dmax) / (Lp * fsw)

将上面 Ippk 的功率表达式代入：
(Vin_min * Dmax) / (Lp * fsw) = √(2 * Pin / (Lp * fsw))

两边平方并整理：
Lp = (Vin_min² * Dmax² * η) / (2 * fsw * Pout)

方法二 (通过磁芯尺寸和磁通密度 Bmax)：

利用电磁感应定律： Vin_min = Lp * (di/dt) = Lp * (Ippk / Ton)

同时 Vin_min = Np * Ae * (dB/dt) = Np * Ae * (ΔB / Ton) (Ae 是磁芯有效截面积，ΔB 是磁通密度变化量)

合并： Np * Ae * ΔB / Ton = Lp * Ippk / Ton

得到重要公式： Np * Ippk = Lp * Ippk / (Ae * ΔB) => Lp * Ippk = Np * Ae * ΔB

Lp * Ippk 这个乘积称为伏秒积或磁芯储能能力参数。

设计目标：确保磁芯工作在安全磁通密度 Bmax 以下（防止饱和），通常取 ΔB = Bmax - Br (剩磁) ≈ 0.2 - 0.3 T (特斯拉) 给交流分量，留裕量。

结合功率公式 Pin = (1/2) * Lp * Ippk² * fsw 和 Lp * Ippk = Np * Ae * ΔB：
Pin = (1/2) * (Lp * Ippk) * Ippk * fsw = (1/2) * (Np * Ae * ΔB) * Ippk * fsw

需要先估算 Np 或 Ippk，这是一个迭代过程。通常先选定磁芯型号（知道 Ae），设定 ΔB，然后计算 Np 和 Lp。

计算初级匝数 Np：

利用公式 Lp = (Np² * AL) / 1000000000 ( AL 是电感系数，单位 nH/N²，通常磁芯手册给出) 或：

利用磁通定律： Np = (Vin_min * Dmax) / (fsw * Ae * ΔB) (来自 Vin_min = Np * Ae * (ΔB / Ton) 和 Ton = Dmax / fsw)

计算得到的 Np 需要取整数，并重新核算 ΔB 是否在安全范围内。

计算次级匝数 Ns：

根据反射电压 VOR 和匝比关系： Ns = Np * (Vout + Vd) / VOR

Ns 也需要取整数。

计算辅助绕组匝数 Nb：

如果需要辅助绕组给控制芯片供电 (Vcc)：
Nb = Ns * (Vcc + Vd_aux) / (Vout + Vd)

Vd_aux 是辅助绕组整流二极管压降。

线径选择：

根据电流有效值 (Irms) 和允许的电流密度 (J, 如 4-8 A/mm²) 选择。

初级电流有效值 Ip_rms ≈ Ippk * √(Dmax / 3) (DCM三角波近似)。

次级峰值电流 Ispk = Ippk * (Np / Ns)

次级电流有效值 Is_rms ≈ Ispk * √((1 - Dmax) / 3) (DCM三角波近似)。

线径 d = √(4 * Irms / (π * J))。

额定电压 Vds： Vds_rating > Vin_max + Vclamp (安全裕量 20-50%)。

峰值电流 Id_pk： Id_pk > Ippk (安全裕量 20-50%)。

开关管 (MOSFET)

导通电阻 Rds(on)： 选择足够低的 Rds(on) 以减少导通损耗 (Pcond = Ip_rms² * Rds(on))。

栅极电荷 Qg： 影响驱动损耗 (Pgate = Qg * Vgs * fsw)，尤其在高频时重要。

开关速度： 快的开关速度降低开关损耗，但也增加 EMI。

热阻 RthJC： 确保在总损耗 (Ptotal ≈ Pcond + Psw) 下结温不超过安全值。

次级整流二极管

额定反向电压 Vrr： Vrr_rating > VOR * (Ns / Np) + Vout (安全裕量 20-50%)。即大于开关管导通时加在二极管上的反向电压 (Vin_max * (Ns / Np) + Vout)。

正向平均电流 If_avg： If_avg > Iout。

正向峰值电流 If_pk： If_pk > Ispk。

正向压降 Vf： 选择低压降的二极管（如肖特基二极管，尤其低压输出时）以减少损耗 (Pdiode ≈ Vf * If_avg)。

反向恢复时间 Trr： 选择快恢复或肖特基二极管以降低开关损耗和 EMI。

输出电容 Cout

作用： 在开关管导通、次级二极管截止期间为负载供电，并平滑输出电压纹波。

电容值计算：

纹波电压 ΔVout 主要由两部分引起：

容性纹波 (ΔVc)： 由电容放电引起。在 Ton 时间内，电容需要提供负载电流：
ΔVc ≈ (Iout * Ton) / Cout = (Iout * Dmax) / (fsw * Cout)

阻性纹波 (ΔVesr)： 由电容的等效串联电阻 ESR 引起。纹波电流 Iripple 近似等于次级峰值电流 Ispk：
ΔVesr ≈ ESR * Iripple ≈ ESR * Ispk

总纹波 ΔVout ≈ ΔVc + ΔVesr。

设计目标：满足 ΔVout < ΔVout_max (输出电压纹波要求)。

计算所需 Cout > (Iout * Dmax) / (fsw * ΔVc_max)。

选择 ESR < ΔVesr_max / Ispk。

实际选型： 通常需要多个电容并联以满足容量和ESR要求。优先选择低ESR电容（如固态电容、聚合物电容、或并联多个电解电容）。额定纹波电流 Irms_rating 应大于电容流过的有效纹波电流（近似 Ispk / √3）。

输入电容 Cin

作用： 滤除输入线路的高频噪声，并在开关管导通时提供瞬态大电流（来自变压器初级），减小输入电压纹波。

电容值计算：

输入电流有效值 Iin_rms ≈ Pin / (Vin_min * √(Dmax)) (DCM近似)。

输入纹波电流 Iripple_in ≈ Ippk * √(Dmax) (DCM三角波近似)。

电容的额定纹波电流 Irms_rating 必须大于 Iripple_in。

输入电压纹波 ΔVin 主要由 ESR 引起： ΔVin ≈ ESR_cin * Iripple_in。设计目标 ΔVin < ΔVin_max。

容量要求相对较低，主要满足纹波电流和ESR要求即可。通常经验选取（如每瓦输出功率对应1-2μF）。

RCD 钳位电路

作用： 吸收变压器漏感在开关管关断瞬间产生的能量，限制开关管 Vds 上的电压尖峰。

关键元件： 钳位二极管 Dc, 钳位电容 Cc, 钳位电阻 Rc。

设计要点：

Dc 需要快恢复二极管。

Cc 需要足够大（如102-103，100V-1kV），使 Vclamp 在开关周期内基本恒定。

Vclamp 设定：如前所述，Vclamp ≈ 1.5 * VOR 或根据开关管耐压设定（Vds_max > Vin_max + Vclamp）。

Rc 计算：电阻 Rc 消耗漏感能量。假设漏感能量 ELeak = (1/2) * Lleak * Ippk² 在开关周期 Tsw = 1/fsw 内基本被 Rc 消耗（忽略 Cc 的纹波）：
P_Rc ≈ ELeak * fsw = Vclamp² / Rc
=> Rc = Vclamp² / (ELeak * fsw)

难点在于准确估算漏感 Lleak。通常根据经验（如初级电感的 1%-5%）或测量估算。设计完成后需要通过实验调整 Rc。

功率： Rc 的功率额定值 P_Rc_rating > Vclamp² / Rc (留裕量)。

控制IC相关元件

电流检测电阻 Rsense：

连接在开关管源极和地之间（或采用检流变压器）。

用于检测初级峰值电流 Ippk，实现电流模式控制或过流保护。

Rsense = Vcs_th / Ippk

Vcs_th 是控制IC的电流检测比较阈值电压（典型值0.5V-1V）。

电阻功率： P_Rsense = (Ip_rms)² * Rsense。

反馈网络： 通常由光耦（提供隔离）和TL431（精密基准源）组成的分压网络，将输出电压反馈给控制IC的FB/COMP引脚，实现闭环稳压。设计涉及环路补偿（选择补偿网络 Rcomp, Ccomp 等），保证稳定性和动态响应。

3.电路方案

控制IC UCC28742

MOS

光耦

LDO电路