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磁电偶极子学习笔记2 60GHz 双极化二维转换波束口径耦合磁电偶极子宽带天线阵列

news 来源：原创 2025/4/30 21:45:58

摘要：

一种双极化口径耦合磁电偶极子天线被提出了。两个实施在独立的基片集成波导在两个印刷电路板层压材料被用于给天线馈电。所仿真的-10dB天线阻抗带宽为21%。在两个输入端口和超过45dB的隔离。良好的辐射特性，包括在两个正交面上几乎相等的单向辐射方向图，front-to-back比大于20dB,交叉极化水平低于-23dB,并且整个频带内的约为8dBi稳定增益，被实现了。通过使用所提出的辐射单元，一个工作在60GHz的2x2宽带天线阵列被设计，生产，和测试了，其能生成双极化的二维多波束并获得高于12.5dBi的增益。因为磁电偶极子的优势，阵列的方向图在整个工作频段都很稳定并对两个极化的两个正交平面都几乎相同，由于所希望的性能的优势，生产的便利性，集成度和低损耗，所提出的天线和阵列对于毫米波无线通信系统十分具有吸引力。

索引词：

60GHz,双极化天线，磁电偶极子，多波束天线，基片集成波导

介绍：

由有着简单结构，低成本和低功率损耗的无源波束形成网络毫米波多波束天线阵列对未来毫米波基站和(MIMO)科技具有很大吸引力。几种使用butler矩阵，rotman透镜和其他波束形成网络的毫米波多波束阵列被报道了，但是这些阵列只能在一维上生成多波束，在很多应用中被限制了。在正交方向上生成两组bulter矩阵或者rotman透镜被广泛应用在更低的微波频段来在二维中生成多波束。然而，由于集成的不方便性，适配器和电缆的高损耗被用于连接两组波束形成网络，并且这些毫米波连接器件的高损耗。最近，一些2维波束的毫米波天线阵列被调查了。贴片或者槽天线由于其简单的几何形状和集成的便利性被选为辐射单元。此外，大多数阵列是线极化的。很容易知道，由于极化分离的显著特点和提高通信容量的性能，双极化阵列被广泛应用在工作在更低微波频段的无线通信系统。因此，对于工作在新兴无线系统的双极化阵列更具有吸引力。

磁电偶极子天线被揭示在文章[9]中，在文章[10]中被连续研究，通过应用包含电偶极子和磁偶极子的互补天线的概念，这个磁电偶极子具有更宽的带宽和更高级的辐射性能，和一个简单结构。最近，一个线极化的60GHz的有着良好性能的线极化60GHz磁电偶极子天线被集成到印刷电路板层压材料上。然而，这个设计仍然需要一个T型探针来给天线馈电，使得天线很难和低损馈网例如（基片集成波导）合成。

在本文中，口径耦合方法，倍成功用于微带贴片天线，来给磁电偶极子天线激励。特别地，一个新型的60GHz的SIW馈电双极化口径耦合磁电偶极子天线被提出了，其有着包括宽带宽，高辐射效率，对称辐射方向图，低后辐射，低交叉极化和两输出端口之间的高隔离。在工作频率上增益和辐射方向图很稳定。此外，新设计有两个额外的优点。1)有关天线结构，因为所有的馈电部分在地面之下并且在其他PCB层压材料之上，它比辐射部分更独立。因此，对馈电结构的设计更多空间和额外的自由度被提供了。由于SIW的使用，SIW是一种封闭的波导结构，没有辐射从影响天线辐射性能泄露出来。2)有关制造，金属地面上的馈电口径非常易于实现。因为在两个不同的层数之间没有盲的或埋葬的金属通孔，并且所有层能被堆叠在一起来方便地构建整个多层结构。

基于口径耦合的磁电偶极子天线,一个2x2的双极化2D多波束天线阵列被设计，生产和测试了。两个像[6]和[14]中报道的包含四个90度耦合器的SIW波束形成网络被应用在两个PCB层压(laminates)来生成有双极化的四个倾斜(tilted)波束。由于磁电偶极子天线和波束形成网络的良好性能，可以证实所提出的阵列有着宽带宽和稳定的方向图。此外，通过添加一个额外的电路，其可以工作为一个转换波束阵列。有着宽带宽，双极化的稳定多波束的优势，并易于集成，所提出的天线阵列对于许多毫米波应用有着很强的吸引力。

本文架构如下:新型双极化口径耦合的磁电偶极子天线的结构，工作原理和性能在第二部分被揭示和研究。在第三部分讨论了多波束阵列的设计流程。第四部分给出了多波束阵列的实测结果，并且在第五部分给出了结论。

第二部分口径耦合磁电偶极子

A.结构

SIW馈电的磁电偶极子天线包含如图1所示的三个PCB层压。在设计中，使用了三个相对介电常数为3.38，厚度为0.508,,的Rogers4003C PCB层压。天线的详细尺寸被示意在图2.整个磁电偶极子结构在基底1中建立。一对包含四个相同的金属贴片部分的水平平面偶极子被打印在基底1的上表面上。每个贴片通过一个垂直金属柱连接到地面。这个结构与之前报道的L型探针馈电磁电偶极子天线略微不同。可以发现用一个耦合口径代替L型探针馈电传统的磁电偶极子很难得到良好的阻抗匹配。在研究中，一个坐落在天线中心的十字微带被添加来连接四个贴片的内部角。在下一部分将证明此调整提供了一种调整所提出设计的阻抗匹配的有效方法。

天线由一个十字型槽所激励。口径1和2被刻蚀在基底2的顶部铜包(copper-clad)表面上。沿着yoz面上的口径1被用于耦合从基底2到天线的信号，其能辐射在xoz面上的电场，作为垂直极化辐射。有着输入端口1的一个SIW的一个短路面在基底2中构建来给口径1馈电。沿着xoz面的口径2和刻蚀在基底3的顶部铜包面的口径3被用于耦合从基底3到部分穿过基底2到天线的信号，其能生成在yoz面上的水平极化。有着输入端口2的一个SIW的短路面在基底3中构建给口径3馈电。在设计中，口径2和3沿着基底2的SIW的中心线放置。它们能耦合从基底3到1的信号但是不能激励在基底2的行波。因此，可以在两个输入端口实现很高的隔离度。值得一提的是，为了实现良好的阻抗匹配，在基底2和3的短路面的宽度分别从a提升到了wa4和wa7。SIW的宽度a被选2.37mm来保证整个工作频带上，SIW只支持主模并且远离截止频率。SIW的金属柱的直径为0.3mm。金属面的尺寸为5mmx5mm，对应60GHz的 $1\lambda_0 \times 1 \lambda_0$ 。

B.工作原理和设计概览

磁电偶极子的idea是联合一个磁偶极子和一个电偶极子来得到一个对称的有着低后瓣辐射的不定向辐射方向图。在[9]和[10]的报道的设计中，磁偶极子是由于一个包含两个垂直壁和金属地面的短的贴片天线的开口，同时电偶极子是由水平平面贴片实现。在此设计中，电偶极子仍然由打印在基底1的上表面的贴片对实现，并且短贴片天线的垂直臂由四个垂直金属柱代替。然而，如上一部分所提的，如果以上结构由刻蚀在地面的一个耦合口径所馈电，很难实现良好的阻抗匹配。为了解决这个问题，十字微带被引入连连接四个贴片。在这种情况下，短贴片天线的最初开口可以有效地被分为两个四分之一波长口径。磁偶极子则由两个四分之一波长口径所支持。

在本文中的天线在全波电磁求解器HFSS的帮助下设计。端口1被激励时所提出的口径耦合磁电偶极子天线的仿真电流分布如图3所示。可以看到当t=0和T/2是，T为一个周期，水平贴片的内边界上的电流占主导，揭示着两个四分之一波长口径，称为y方向的等效磁偶极子，被激励。另一方面，在t=T/4和t=3T/4时，电流集中在水平贴片的主要部分，揭示着在x方向的电偶极子被激励。因此，平面电偶极子和口径被以类似的强度轮流(alternately)激励。根据[10]和[17]的分析，之前提到的交叉电偶极子和磁偶极子的组合可以工作为一个互补源天线，其可以实现低后瓣辐射的不定向方向图。

基于一系列参数分析，对于所提出天线的一个设计概览如下。首先，用于设计天线PCB层压的厚度应该选在 $\lambda_g/4$ 附近，其中 $\lambda_g$ 是在基底的工作频带的中心频率对应波长。其次，在整个频带有两个谐振。如图4和5所示，低的谐振主要由水平平面贴片的长度 $l_{a1}$ 所控制，同时高的谐振对于四分之一波长口径的长度 $l_{a2}$ 更为敏感。因此，工作频带可以通过选择这两个尺寸有效调整.第三，垂直金属柱的直径 $D_{a}$ ，垂直金属之间的距离 $w_{a2}$ ，和耦合口径的长度 $l_{a4},l_{a5}$ 和 $l_{a7}$ 可以显著影响天线的特性阻抗。通过调谐这些参数，可以获得一个良好的阻抗匹配。

C.性能

工作在60GHz的双极化口径耦合磁电偶极子天线的尺寸的最终值被列在表I。所提出的天线的仿真s11和s22被示意在图6.对于两个极化的S11和S22小于-10dB重叠阻抗带宽为21.1%(53.4-66GHz)。

没有十字微带的天线的S参数也在图6中给出，作为比较。可以看到没有十字带状的设计的匹配性能只有-4dB,其证明了调整的有效性。

此外，两个输入端口之间的仿真隔离度在整个频带大于45dB，如图7所示。图8显示了所提出的天线的仿真增益结果，对于两个输入端口1和2高达8.4dBi.此外，对于两个输入端口，增益的变化在整个阻抗带宽内低于1dB。

在60GHz两个正交极化的仿真辐射方向图被示意在图9，其实不定向，对称的并且在两个正交面上几乎一致的。对于两个极化的交叉极化电平低于-23dB。此外，如图8所示，天线的前后瓣比在整个频带内大于20dB,其证明了磁电偶极子天线的优越性。

第三部分：多波束天线阵列

通过应用如第二部分讨论的SIW馈电的口径耦合磁电偶极子天线，一种2D多波束阵列在此部分被设计。阵列的结构在第三部分A中所描述。之后波束形成网路和组成阵列的过渡在第三部分B和C中所分析。

A.天线阵列的形状结构

2x2天线阵列的几何形状被示意在图10(a)。单元间距s为3mm,对应着在60GHz处的 $0.6\lambda_0$ 。一个包含两列金属通孔的方型背腔背设计在基底1中。背腔的长度l为8mm。此外，两列空气孔在阵列周围钻孔来减小表面波的影响。在天线阵列的馈电结构方面，在基底2沿着x轴设计了四个激励垂直极化辐射波束的输入端口，同时在基底3沿着y轴设计了四个激励水平极化辐射波束的输入端口。如图10(b)所示，分别在基底2和基底3实现了生成垂直和水平极化的两个波束形成网络。

所提出的双极化2D多波束天线阵列的整体结构如图10(c)所示，其中在小的红栅格中的位置内为2x2天线阵列，并且在大的十字红栅格内的包含橘色和绿色通孔的部分是波束形成网络。为了有足够的空间在实测中安装馈电波导和波导负载，天线阵列的八个输入端口通过使用SIW的八个部分向外延伸，其在图10(c)中为蓝色。端口1-4被用于生成水平极化波束，同时端口5-8被用于生成垂直极化波束。

B.波束形成网络

作为一个关键部分，SIW90度耦合器的特性对于整个波束形成网络的性能尤为重要。图11给出了四个端口90度耦合器的几何形状。对于耦合器的设计有三个变量，其中在定向输出端口和耦合输出端口的耦合比主要由 $l_{c2}$ 控制，同时输入端口之间的阻抗匹配可以通过调谐 $l_{c1},w_{c1}$ 来调整。耦合器的最终尺寸在表II中给出。

图12显示了设计的性能。在此工作中，端口1被设为输入端口。可以从图12(a)中看到对于S11<20dB的耦合器的带宽由于27.6%(53-70GHz)。在端口1和端口2之间的隔离度在工作带宽上大于20dB。此外，耦合器的插损在53-67GHz上小于0.5dB。如图12(b)所示当工作频带为52.5-67.5GHz时端口3和端口4之间的幅度差异小于0.5dB。从52.5-67.5GHz两个输出端口之间的相位差低于 $2^o$ 。

通过使用四个之前提到的耦合器，在多波束天线阵列的基底2和基底3上实现的八端口波束形成网络在图13中示意，其中输入端口1-4为输入端口并且端口5-8是给天线阵列馈电的输出端口。当四个输入端口被激励时，四个输出的理论相位被分别列在表III。可以看到在x和y方向上可以得到 $\pm90^o$ 的相位差。值得注意的是当输出端口5和7的方向不同于输出端口6和8，在第四部分B中计算x和y方向的相位延迟时应该添加端口6和8之间的额外180度相位差。

波束形成网络的仿真结果被示意在图14和图15。从52.5-70GHz上S11低于-15dB.在四个输入端口之间的隔离度在工作频带上大于20dB,同时S31在67GHz附近(vicinity)提升到了-14dB。在四个输出端口之间的幅度差异在52.5-67.5GHz上几乎低于1dB。在输出端口5和6-8之间的相位差分别接近于90度,90度和180度，与理论值吻合良好。

C.波导到SIW过渡段

为了实测制造的天线阵列的性能，使用了有足够带宽的一个空气填充波导到SIW过渡段。大多数已经报道的宽带波导到SIW过渡段使用许多的锥形结构来设计，包括对跖细线，宽锥型SIW，和高锥型矩形波导作为阻抗或者波导变换器。然而，这种过渡段通常有着冗余的体积，很容易影响待测天线的辐射性能。第二种波导到SIW过渡段是通过使用谐振结构实现的，例如刻蚀在SIW上的槽或者介电腔体，其有着小尺寸和基于集成的优势，但是通常带宽窄。最近，一种PCB集成的带宽大于35%，体积很小的波导到SIW过渡段被提出。然而，因为三个堆叠的PCB层应该被用于实现过渡段，在八输入端口的多波束阵列中实现它并不容易。

为了克服这些问题，一种新型的单层宽带波导到SIW过渡段再次设计，如图16所示。详细的尺寸在图17中给出。使用了SIW馈电背腔贴片天线的Idea来实现波导形成和阻抗转换器。此外，两组间距为 $w_3,w_4$ 的电感性(inductance)探针，分别被加上来更好地调整阻抗匹配。基于一系列的参数分析，尺寸的最终只被列在表IV。得益于背腔贴片结构的宽带性能，所提出的过渡段实现了S11<-10dB的29.5%的带宽，如图18所示，其比文献中大多数单层结构宽得多。此外，过渡段的仿真插损在整个频带内低于0.6dB。

第四部分实测和讨论

所提出的多波束天线的样品使用传统的PCB技术制造。三层PCb构建的设计的俯视图和仰视图背示意在图19(a)。整个天线阵列的俯视图和仰视图在图19(b)，(c)中给出。四个放置在基底边角的位置探针用于对齐。铝固定物用于给堆叠结构一起固定。多波束阵列的S参数使用毫米波双端口矢网测试。辐射性能使用一个NSI 2000的近场测量系统测试。阵列的增益与一个标准喇叭比较获得。没测试的端口连接到WR15波导负载用于测试。

A.阻抗带宽和隔离度

图20给出了制造阵列的实测和仿真S11和S55，其吻合良好。端口1和端口5对于S11和S55<-10dB的重叠带宽为29.4%(53.4-71.8GHz)。由于矢网的频率限制，高于67GHz以上的实测不可用。

在端口1和2-8之间的仿真和实测隔离，分别如图21(a)，(b)所示。可以看到实测结果也与仿真吻合良好。用于激励不同极化的两个端口之间的隔离，对应着S51-S81，在工作频带内大于25dB。另一方面，用于激励相同极化的两个端口之间的隔离，对用S21-S41，在工作频带内相对较小但仍然大于-15dB。因为天线阵列的对称性，其他端口的特性应该与以上端口十分类似。

B.辐射方向图

在x和y方向的理论相位差 $\phi_x,\phi_y$ 被列在表V。基于这些相位差，八个辐射波束 $\phi_0,\theta_0$ 的理论方向也被计算，如表V所示。

为了更好地理解多波束阵列的辐射，四个仿真的相同极化的3D波束被展示在图22中。四个倾斜(tilted)波束的最大辐射，分别为45度，135度，225度，和315度，在水平面上，叫做2x2阵列的四个边角。另外四个波束应该有着相同的辐射特性但是为正交极化。

在56,60和66GHz处的实测和仿真方向图，端口1被激励时，如图23(a)-(c)所示，其吻合良好。辐射方向图在整个工作频带内都很稳定。此外，得益于在两个正交面上单层磁电偶极子天线的相同的辐射方向图，阵列在两个面上的倾斜方向图也很类似，其在实际应用中很有前景。在两个正交面上的主波束的方向约为20度。实测交叉极化低于-10dB.

当端口5被激励时的实测和仿真辐射方向图如图24(a)-(c)所示。可以看到，由端口5生成的辐射方向图的形状和方向与端口1生成的是非类似，但是共极化不同。此外，交叉极化电平仍然低于-10dB。在仿真和实测之间的副瓣差异主要由于固定物，销钉和包含波导适配器和接近AUT的同轴在内的馈电设置所导致。此外，因为当不同端口被激励时，馈电设置和辐射波束的相对位置改变了，设置对于辐射方向图特别是低功率幅度的副瓣的影响也不相同。因此，在端口5被激励时实测和仿真方向图吻合良好与23中的对应物所比较。

对于两个极化的副瓣电平大于-10dB的情况，如图23和34所示，可以揭示如下。为了方便比较，辐射方向图在xoz面和yoz面上基于最大值归一化。然而，设计的主波束是天线阵列的对角面。如图25所示，如果辐射方向图基于全局最大辐射值归一化，在xoz面和yoz面上和对角面副瓣在整个工作频带内低于-10dB。

C.增益和效率

当端口1被激励时，实测和仿真的增益和方向性被示意在图26，其吻合良好。波导过渡段和延伸的SIW的损耗被校准。仿真增益在整个工作频带内高达12.2dBi，变化为1.3dB,同时实测值为212.5dBI，变化为2dB。因为矢网的频率限制，高于67GHz的实测结果也不可用。实测和仿真方向性约为13dBi，也证实了整个频带内的稳定辐射方向性。

所提出的天线阵列的在中心工作频率仿真和实测天线效率分别为为79%和70%。天线效率的下降部分是由于制造和对齐容差，和实测设置。此外，在60GHz处Rogers 4003C PCB层压的介电损耗的不稳定性也是在实测中效率下降的另一个原因。

D.比较和讨论

在本工作和已经报道的通过不同技术制造的60GHz天线阵列的比较被总结在表VI。已经报道的60GHz阵列包含槽，贴片和偶极子天线可以生成在1维上或者2维上的线极化的多波束。在[25]中的天线阵列可以生成双极化辐射波束，但是波束在侧面方向是固定的。在此设计中，通过应用所提出的双层SIW馈电的双极化口径耦合磁电偶极子，可以实现双极化的2D多波束。关于阻抗带宽，因为所有的这些阵列由宽带宽的平面馈电网络馈电，阵列的带宽主要由辐射单元所影响。尽管辐射单元是双极化的，但是其21%的工作带宽仍然高于大多数其他类型的天线单元，其证明了磁电偶极子的优越性。因此，这个设计的阻抗带宽比大部分侧面辐射和多波束的设计更好。

第五部分总结

一个集成在3层PCB层压的双极化磁电偶极子天线被提出。使用了口径耦合方案，SIW的两部分被用于给两个不同基片上的天线馈电，其提供了两个输入端口之间的高隔离和对于天线阵列设计的更多空间。此外，大于20%的-10dB阻抗带宽和良好的辐射性能可以得到。

通过使用所提出的双极化天线单元和包含四个耦合器的两个波束形成网络，一个2x2的天线阵列，其能辐射实现在60GHz频带的双极化3D多波束。整个阵列通过应用单层PCB技术方便地制造，然后通过堆叠和固定三层俩实现。实测样品显示了宽与22%的-10dB阻抗带宽，变化为2dB的12.5dBi的增益和约为70%的天线效率。此外，由于磁电偶极子天线的优越性，在工作频带内，倾斜辐射方向图很稳定并且在两个正交面上几乎一致。