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可再生能源电解水制氢电源并联方案研究

news 2025/10/17 6:20:05

利用可再生能源发电进行电解水制氢是实现可再生能源的 100% 消纳和氢气全绿制取的重要途经。作为衔接可再生能源发电母线和质子交换膜电解槽的中间环节，单个制氢电源功率等级低，不能满足大规模可再生能源消纳和大功率制氢，因此需采用制氢电源的模块化并联方法，但模块化并联时存在模块间不均流问题。针对多个制氢电源并联时的不均流问题，提出基于三相交错并联 LLC结构的制氢电源并联方案。首先，推导了多个制氢电源并联等效电路，从阻抗角度入手，得到模块间谐振参数差异是不均流的主要原因。然后，利用虚拟阻抗调整等效阻抗，从而实现模块间均流。最后，搭建仿真模型和一台两个 6 kW 模块化实验样机，验证了所提并联方案的合理性和可行性。

可再生能源电解水制氢不仅能够促进风、光等间歇性可再生能源的 100% 消纳，还可使氢能制造从灰氢、蓝氢转型为绿氢，从根本上改变制氢结构，实现氢气从制取到利用的全过程零碳排放［1］。在电解水制氢技术中，质子交换膜（proton exchange membrane，PEM）电解水制氢具有功率调节范围宽、响应速度快等特点，更有利于匹配波动性可再生能源［2］。因此，可再生能源发电和 PEM 电解水制氢相结合是促进可再生能源消纳、实现氢能与可再生能源融合发展的重要途径，具有持续供能和环保的双重意义［3］。但可再生能源发电的电压等级通常与 PEM 电解槽工作电压不匹配，需要有高效可靠的DC/DC 变换器进行适配连接。

目前，电解水制氢 DC/DC 变换器主要为非隔离型的Buck 变换器及其衍生拓扑、隔离型的半桥、全桥和 LLC 拓扑［4-5］。文献［6］提出一种堆叠交错降压变换器，确保低输出电流纹波和较好的动态响应；文献［7］提出一种新能源制氢电源控制策略，对电解槽进行了最大功率点跟踪控制，降低了变换器的输出电流纹波，优化了效率；文献［8］考虑转换效率、氢气流速和能量消耗等指标，设计了一种适合电解槽的三电平交错 DC/DC 降压变换器；文献［9］提出一种两级软开关高频变压器隔离 DC/DC 变换器，升压变换器用作前级，LCL 型串联谐振变换器作为后级；文献［10］将半桥结构应用在风/光/氢/储的新能源系统中，该拓扑结构采用可控全桥整流，可以降低开关器件的开关损耗，实现宽范围调节；文献［11］提出基于 Y 型三相交错并联 LLC 拓扑的电解水制氢方案，综合考虑了可再生能源发电的波动性和 PEM 电解槽大电流低纹波特性。

上述电解水 DC/DC 制氢电源主要针对输出电流纹波和效率进行优化。但均存在功率等级低、无法消纳大规模的可再生能源和不能大功率制氢等缺陷。大功率制氢工业应用中常采用 6 脉波晶闸管整流器或 12 脉波晶闸管整流器为电解槽供电，但不适配 DC/DC 制氢场景［12］。针对大功率 DC/DC 制氢场景，需要拓展制氢电源功率等级，因此需采用制氢电源的模块化并联方法，但模块间参数差异势必会导致模块间不均流，需研究多台 DC/DC 制氢电源并联的均流控制策略。文献［13］提出 8 相交错 5 组模块并联的 Buck 变换器及其交错并联控制策略；文献［14］提出模块化并联谐振式 DC/DC变换器及其控制策略，提高了系统的可靠性和效率；文献［15］采用移相补偿的方式实现均流控制，其控制方法为各模块使用同一工作频率，控制每个模块内对角开关管间移相角，但需测量高频脉动电流信息，实际工程应用难以保证其测量精度；文献［16］对半桥 LLC 变换器并联系统，采用下垂控制均衡模块间的负载电流；文献［17］将半桥 LLC 变换器的二次侧替换为 PWM 整流方式，利用各路输出电流作为控制信号对二次侧进行脉宽调制控制，提供附加的电压增益，实现均流控制；文献［18］采用前级飞跨电容型三电平 Buck 变换器加后级 LLC 谐振变换器两级式并联结构，以输出电流为控制目标，采用主从控制，实现模块间的均流。

综上，本文提出基于三相交错并联 LLC 结构的制氢电源并联方案。单台制氢电源采用三相交错并联 LLC 结构，具备大电流低纹波、宽输出电压范围、高电压变换比及电气隔离的优势，适配 PEM 电解槽特性。多台制氢电源并联时，制氢电源的距离跨度较小，可以忽略线路阻抗，所提并联控制方案针对输出阻抗进行分析，从谐振参数差异影响输出阻抗模值的角度入手，进而分析模块间不均流原因，然后通过串入虚拟阻抗调节制氢电源输出特性，均衡输出电流。所提并联方案无需添加额外元件和电路，结构简单，易于模块化和拓展功率等级。同时不依赖通讯，系统可靠性高，动态响应速度快，满足波动性可再生能源消纳制氢场景。

1 制氢电源并联特性分析

1.1 制氢电源并联结构

制氢电源模块化并联结构如图 1 所示，通过多模块并联降低输入、输出端器件应力，拓展功率等级。图 1 中，Vin 为输入电压，Ioi (i = 1, 2, …, n) 为各模块输出电流，Io 为总输出电流；Vo 为 PEM 电解槽电压。

单台制氢电源拓扑结构基于传统 Y 型三相交错并联LLC 进行优化设计，如图 2 所示。高频变压器设计为“原串副并”的形式。每相变压器由两个变压器组成，两个变压器的一次侧串联进行分压，每个变压器所传输功率为每相传输功率一半，便于设计变压器变比，减小单个变压器的体积。两个变压器的二次侧并联进行分流，两个整流桥各自承担一半电流，降低二极管电流应力，减小整流侧的导通损耗，有利于简化热设计及提升效率。图 2 中，S1~S6 为一次侧开关管，同一桥臂间导通角度相差 180°，3 个桥臂间导通角度相差120°；LrA、LrB、LrC 为谐振电感；CrA、CrB、CrC 为谐振电容；LmA、LmB、LmC 为励磁电感；T1~T6 为变压器；D1~D12 为整流二极管；Co 为输出滤波电容；irA、irB、irC 为谐振电流；iD1_1~iD2_3 分别为流过两个整流桥的电流；Ic 为未经电容滤波的电流；Io 为滤波后的电流。

在实际应用中，制氢电源工作频率在几十千赫兹到几百千赫兹之间，频繁的开通、关断功率器件会产生较大的开关损耗，这不仅会降低制氢电源效率，同时会加大散热系统的设计难度。制氢电源采用的 Y 型三相交错并联 LLC 拓扑具备良好的软开关特性，大大降低了功率器件的开关损耗。Y型三相交错并联 LLC 拓扑三相结构相同，每相有两个固有谐振频率，当 Lr、Cr 谐振时，固有频率为 fr，当 Lr、Cr、Lm 谐振时，固有频率为 fm，分别为：

特性，同一桥臂有直通的可能，因此变换器不能工作于容性区；当 fm < fs < fr 时，一次侧开关管可实现 ZVS 开通，二次侧整流二极管可实现零电流关断（zero current switch，ZCS）；当fs = fr 时，一次侧开关管可实现 ZVS 开通，二次侧整流二极管处于 ZCS 关断临界状态；在 fs > fr 时，一次侧开关管可实现ZVS 开通，二次侧整流二极管硬关断；因此，变换器工作在fm < fs < fr 时可实现软开关，降低损耗和提升电能变换效率。

此外，三相交错并联技术可实现低输出电流纹波。一次侧 3 个桥臂交错 120°导通，二次侧三相电流交错 120°叠加输出。由于每个整流桥承担一半功率输出，可得整流桥输出电流为：

1.2 制氢电源并联等效模型

在分析模块间的不均流问题前，有必要先分析单个模块的等效电路，便于简化并联模型。三相交错并联 LLC 拓扑为Y-Y 结构，采用基波分析法（fundamental harmonic analysis，FHA）将其等效为图 3 所示的三相交流等效电路，其中 VA、VB、VC 为输入电压经开关管调制后互差 120°的方波电压的基波；Rac = 6n2Ro /π2 为负载电阻折算到一次侧的交流等效电阻［19］，Ro 表示 PEM 电解槽。

以两模块并联为例，两模块并联时，输出电压相等，如果每个模块的输出电流 Io1 和 Io2 不相等，则可等效为每个模块的带载情况不等，按功率分配将 Ro 等效为两个电阻 Ro1 和Ro2，分别作为两模块各自的等效负载。定义 Ro1 和 Ro2 的值为：

2 制氢电源并联不均流原因分析

根据戴维南定理，将图 5 中单个模块等效为电压 Vac 和等效阻抗 Zth 的串联电路，如图 6 所示。

2.1 谐振电感差异对等效阻抗模值的影响

当两模块谐振电感参数存在差异时（标称 Lr = 12.5 µH，±10% 偏差），假设谐振电容和励磁电感参数不变，Cr = 282 nF、Lm = 100 µH。通过 Matlab 绘制等效阻抗的模值|Zth|、谐振电感 Lr 和工作频率 fs 的三维曲线如图 7 所示。从图 7 可看出：1）在谐振频率点时等效阻抗 |Zth| 为 0，当 Lr 从-10% 偏差到+10% 偏差变化时，谐振频率 fr 从 90.4 kHz 降低到 80.1 kHz；2）若 Lr 恒定，随着 fs 的增大，|Zth| 先减小再增大。

两模块并联稳定运行时工作频率稳定，分别以 50、70、90、110、130 和 150 kHz 为定频点绘制曲线如图 8 所示。从图 8 可看出，当 fs < fr 时，随着 Lr 的增大，|Zth| 线性减小；当fs > fr 时，随着 Lr 的增大，|Zth| 线性增大。

2.2 谐振电容差异对等效阻抗模值的影响

当两模块谐振电容参数存在差异时（标称 Cr = 282 nF，±10% 偏差），假设谐振电感和励磁电感参数不变，Lr = 12.5 µH、Lm = 100 µH。通过 Matlab 绘制等效阻抗的模值|Zth|、谐振电容 Cr 和工作频率 fs 的三维曲线如图 9 所示。从图 9 可看出：1）在谐振频率点时等效阻抗 |Zth| 为 0，当 Cr 从-10% 偏差到+10% 偏差变化时，谐振频率 fr 从 90 kHz 降低到80.9 kHz；2）若 Cr 恒定，随着 fs 的增大，|Zth| 先减小再增大。

2.3 励磁电感差异对等效阻抗模值的影响

当两模块励磁电感参数存在差异时（标称 Lm = 100 µH，±10% 偏差），假设谐振电感和谐振电容参数不变，Lr = 12.5 µH、Cr = 282 nF。通过 Matlab 绘制等效阻抗的模值|Zth|、励磁电感 Lm 和工作频率 fs 的三维曲线如图 11 所示。从图 11 可看出：1）在谐振频率点时等效阻抗 |Zth| 为 0，当 Lm从 -10% 偏差到+10% 偏差变化时，谐振频率 fr 恒为 84.8kHz；2）若 Lm 恒定，随着 fs 的增大，|Zth| 先减小再增大。

通过对比图 8、图 10 和图 12 可知，3 个谐振参数对等效阻抗的模值的影响不同。3 个谐振参数均从 -10% 偏差到+10% 偏差变化时，当 fm < fr < fs 时，谐振电容偏差导致的Δ|Zth| 最大，励磁电感偏差导致的 Δ|Zth| 最小；当 fs > fr 时，谐振电感偏差导致的 Δ|Zth| 最大，励磁电感偏差导致的 Δ|Zth| 最小。此外当工作频率靠近谐振频率点时等效阻抗的模值较小，此时模块间不均流程度较小。上述分析表明，谐振参数差异会导致输出电流不均，因此需采取有效的办法实现并联系统的均流。

3 基于虚拟阻抗的制氢电源并联方案

如图 13 所示，通过串入阻抗 Zs 调整模块等效输出电流的大小，此时等效输出电流为：

由于谐振电感差异在不同频率段导致的 Δ|Zth| 较大，并且谐振电感值还要考虑变压器漏感，因此分析当谐振电感参数存在偏差时不同大小的虚拟阻抗对均流效果的改善不同，分别绘制 Zs = 10、30 和 50 Ω 时等效阻抗的模值 |Zth|、谐振电感 Lr 和工作频率 fs 三者的关系曲线，如图 14 所示。对比图 14a~图 14c 可看出，加入虚拟阻抗后谐振参数差异导致的等效阻抗变换范围分别为 4.6、1.8 和 1.1 Ω，随着虚拟阻抗的增大等效阻抗变换范围减小，均流效果变好。

为直观的体现虚拟阻抗设置值对均流效果的对比，取多组虚拟阻抗值绘制 |Zth| 变化范围随 Zs 变化的曲线如图 15 所示，可见随着 Zs 变大，|Zth| 变化范围越来越小。表明加入虚拟阻抗后，谐振参数差异只能小范围影响等效阻抗模值，加入虚拟阻抗可实现模块间均流。

基于虚拟阻抗的并联均流控制框图如图 16 所示。在制氢电源的电压电流双闭环基础上加入虚拟阻抗控制。图 16中电压外环反馈量为输出电压，电流内环反馈量为三相谐振腔电流叠加，相比于输出电流，以谐振腔电流作为反馈量，调节速度更快，可以防止谐振电流超调，提升系统动态响应。

4 仿真与实验

4.1 仿真

为验证本文所提并联方案的可行性，基于 Matlab/Simulink平台搭建制氢电源并联模型。输入电压 650~750 V，额定输出电压 200 V，额定输出电流 30 A，仿真参数与实际参数一致，两个制氢电源实际参数如表 1 所示。

基于虚拟阻抗的并联仿真波形如图 17 所示，额定功率时，在未加入虚拟阻抗控制之前模块 1 输出电流为 22.5 A，模块 2输出电流为 37.1 A，模块 2 过流，k 为 24.5%。在 0.008 s 加入虚拟阻抗控制，可见模块 1 和模块 2 电流基本一致，k 约为 0%。

仿真得到负载由满载切换到轻载、轻载切换到满载时的电压、电流波形如图 18 所示。在负载切换过程中，输出电压平稳，输出电流平滑过渡无冲击，切载后仍保持很好的均流特性，验证了加入虚拟阻抗控制的并联系统具备良好的动态性能。

4.2 实验

为验证所提方案，制作一台两个 6 kW 模块化实验样机，样机照片如图 19 所示。实验部分分为单模块制氢电源特性实验及多模块并联实验。

图20 为制氢电源一、二次侧软开关特性波形。图 20a 为MOSFET 的驱动和电压波形，图 20b 为二极管两端反向电压和电流波形，在额定工作状态下，一次侧开关管实现 ZVS 开通，二次侧二极管实现 ZCS 关断。制氢电源具备的软开关特性降低了损耗，提升电能变换效率。

图 21 为额定状态下输出电流纹波波形。图 21a 为未经电容滤波的输出电流 Ic 纹波波形，在一个开关周期内，整流后的输出电流有 6 次波动，经计算电流的纹波率 ΔIc% 为19.8%，实际测试值与理论计算 14.2% 略有差异，这是由于实验中设置了死区且一个模块内三相电流不完全一致导致的。图 21b 为经电容滤波后输出电流 Io 纹波波形，经计算纹波仅为 0.98%，低于商业化制氢电源纹波标准（3%），有利于提升制氢效率［20-21］。

图 22 为两个制氢电源模块并联输出电压电流波形。图 22a为未加入虚拟阻抗时的波形，模块 1 输出电流为 1.86 A，模块2 输出电流为 7.04 A，不均流程度 k 为 58.2%。图 22b 为加入虚拟阻抗后的波形，模块 1 输出电流为 6.79 A，模块 2 输出电流为 7.01 A，不均流程度 k 为 1.6%，可见模块 1 和模块 2 基本均流。

进行并联切载实验如图 23 所示。从图 23 可看出，突增载和突减载后，电流迅速变化后趋于稳定，未出现电流过冲和振荡的情况，电压波形稳定，突增载和突减载前后均保持很好的均流特性，验证了所提并联方案具备良好的动态性能。同时，突增载和突减载后两个模块动态响应速度快，能够满足功率波动的可再生能源制氢场景。

图 24 为所提制氢电源方案及推挽结构制氢电源的效率曲线，所提方案整体效率在 90% 左右，在额定 70% 负载率时，效率最高为 93.1%。与已存在的隔离型制氢电源相比［22］，具有较高效率优势。

5 结论

面向大规模可再生能源消纳和大功率制氢场景，本文提出基于三相交错并联 LLC 结构的制氢电源并联方案。通过分析谐振参数差异、工作频率变化对等效阻抗模值的影响，得出谐振参数差异会导致模块间不均流的结论。加入虚拟阻抗降低了谐振参数差异对等效阻抗模值的影响，改善制氢电源输出特性，实现了模块间均流。搭建了一台两个 6 kW模块化实验样机，实验验证了单台制氢电源大电流输出、低电流纹波、高电压变换比、电气隔离及易实现软开关的优势，可满足 PEM 电解槽工作特性。多模块并联的仿真与实验验证了所提制氢电源并联方案具备良好的均流能力和动态特性，满足可再生能源模块化制氢场景下的应用，具备实际工程意义。