碳化硅在轨道车辆永磁牵引电动机的优势和应用

轨道车辆永磁牵引电动机控制技术综述

摘 要：永磁同步电动机由于具有高效率、高功率密度、启动特性好、加速能力强及噪声低等优点，在轨道交通领域得到广泛关注，具有广阔的应用前景。 针对轨道车辆永磁牵引传动系统的驱动变流器拓扑和控制技术两方面展开综述。 概述永磁牵引电动机变流器拓扑及其调制策略的研究现状，分析基于两电平拓扑和三电平拓扑牵引变流器的优缺点；综述碳化硅电力电子器件在轨道车辆牵引变流系统的优势和应用现状；对永磁牵引电动机的矢量控制、直接转矩控制及模型预测控制等方法进行总结与分析；针对轨道车辆的应用特点，阐述现有永磁牵引电动机弱磁控制和无位置传感器控制方法的研究现状。 最后，对永磁牵引电动机控制技术的发展趋势进行展望。

轨道交通因具有运输能力大、安全舒适、全天候运输、环境友好及绿色高效等优点，已成为国家现代化的重要标志之一。 截至 ２０２２ 年底，我国高速铁路运营里程已突破 ４ 万 ｋｍ，城轨列车线路总运营里程超过 １ 万ｋｍ［１］。 随着国家铁路线路网愈加密集、载运量的不断增加、线路负荷的不断加大，更高运行速度、更低能源消耗是我国下一代轨道车辆发展的趋势和目标，这也对轨道车辆牵引传动系统提出了更高的要求。 牵引传动系统作为列车动力来源的“心脏” ，其性能决定着列车的起动、制动及最高速度，是列车技术研发的重心所在。 近年来，永磁同步电动机（ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎ⁃ｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ， ＰＭＳＭ） 因具有低损耗、低噪声、高运行效率和大功率密度等优点，逐步开始应用于轨道车辆牵引系统中，被认为是下一代牵引传动系统发展的主要方向之一［２］。

法国、德国及日本等国家对永磁同步牵引电动机的应用研究起步较早，如法国阿尔斯通 ＡＧＶ 系列高速列车的 ７２０ ｋＷ 封闭式永磁同步电动机（图 １（ ａ） ） ，日本东芝公司开发的 Ｅ９５４ 系列高速试验列车所采用的永磁同步电动机（图 １（ ｂ） ） ，德国西门子为其 Ｓｙｎｔｅｇｒａ转向架开发的永磁直驱电机等［３⁃６］。 近年来，由中车株洲电机有限公司为代表的诸多国内企业和高校加快了对列车永磁牵引电动机的研制［７⁃８］。 中车株洲电机有限公司近年来相继发布了用于我国下一代高速动车组的 ＴＱ⁃６００ 和 ＴＱ⁃８００ （图 ２） 型永磁同步牵引电动机；城轨方面，目前国内已有较多永磁地铁载客运行案例，如长沙地铁 １ 号线，沈阳地铁 ２ 号线，标志着我国在大功率永磁牵引电动机的研发方面已具备较先进水平［２］。

轨道车辆永磁牵引传动系统根据其用于高速列车车辆或城轨车辆有所不同，高速列车永磁牵引传动系统包括牵引变压器、牵引变流器及永磁同步牵引电动机，其牵引变流器属于交直交结构，由四象限脉冲整流器、中间直流环节和牵引逆变器组成［９］，图 ３ 为高速列车永磁牵引传动系统与控制系统框图。 城轨列车永磁牵引系统较高速列车更为简单，由于采用的是中压直流供电，因此在结构上减少了牵引变压和四象限整流环节，从逆变器到永磁电机驱动环节和高速列车结构基本一致［１０］。 需要注意的是，由于列车上不同轮对之间存在速度差，而永磁同步电动机定子与转子间不允许出现转差，因此永磁牵引系统必须采取轴控方式，即一台牵引逆变器驱动一台永磁牵引电动机。

牵引变流系统是牵引电动机的核心驱动运转装置，而牵引变流器所采用的拓扑结构很大程度上影响了列车牵引系统的功率密度、传输效率和电磁兼容性能等，同时对牵引电动机的控制特性也具有较大影响。随着近年来宽禁带半导体器件的不断发展，碳化硅（ ＳｉＣ）开关器件的引入不仅可以进一步提升列车牵引变流器效率和功率密度，还可有效提高变流器的开关频率并降低开关损耗，改善永磁牵引电动机的控制性能。 因此，结合新型 ＳｉＣ 器件的高效高功率密度牵引变流器拓扑是进一步提升牵引传动系统控制性能的关键之一。

永磁牵引电动机控制算法对电机的电流谐波、转矩脉动以及转矩动态响应等具有直接的影响。 受非线性、多参数时变、复杂运行工况等多因素的影响，实现牵引电动机的高精度转矩控制较为困难。 同时，复杂运行条件下存在轮轨蠕变无常的问题，尤其在高速弱磁工况下，对转矩响应更为严格，需实现更高的转矩动态响应，以提升轮轨黏着利用率，防止空转滑行，保证轮轨作用的安全性。 而在直流母线电压限制和大功率低开关频率条件下，实现高速域的弱磁控制极为困难。因此，如何实现低开关频率下永磁牵引电动机的全速域高效控制是牵引传动系统的关键所在。

本文以轨道车辆永磁牵引传动系统为研究对象，重点从永磁牵引电动机驱动变流器拓扑和控制策略两个方面展开综述。 首先分析传统牵引变流器拓扑的特点，阐述多电平变流器拓扑及新型宽禁带电力电子器件在牵引传动系统的应用现状；研究分析永磁牵引电动机的矢量控制、直接转矩控制和模型预测控制 ３ 种典型的控制方法，以及永磁牵引电动机的弱磁控制、无位置传感器控制的优缺点；最后对列车永磁牵引传动系统的发展趋势进行展望。

１　 牵引变流器

１. １　 牵引变流器拓扑

轨道车辆牵引传动系统具有典型的中压、大功率应用特点，对牵引变流器的输出电流谐波畸变率和电机调速范围均有较高的要求。 目前，国内外列车牵引变流器主要采用两电平拓扑和三电平中点箝位型（Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ， ＮＰＣ）拓扑，如图 ４ 所示。

１. １. １　 两电平变流器拓扑

两电平拓扑因其结构和控制简单，采用开关器件数量较少，在轨道车辆中应用广泛，如德国 ＩＣＥ３ 型和法国 ＴＧＶ 系列，以及国内的 ＣＲＨ１、ＣＲＨ３ 和 ＣＲＨ５ 及其衍生系列高速列车［３，１１］。 但是，两电平拓扑存在一些缺点，如开关电压应力较大、开关损耗较高等。 两电平拓扑每相桥臂的两个开关器件均承受整个直流母线电压，因而必须采用较为昂贵的高电压等级功率器件。此外，受制于传统硅基功率器件的损耗和散热能力，列车牵引变流器的开关频率通常被限制在１ ０００ Ｈｚ 以内［２］，使变流器的电流总谐波畸变率（ Ｔｏｔａｌ ＨａｒｍｏｎｉｃＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ， ＴＨＤ）较大，需要较大容量的输出滤波器以降低牵引电动机的附加损耗和温升。 因此，在一定程度上增加了系统的体积和成本。

目前，应用于两电平牵引变流器的调制方法主要包括载波调制（ Ｃａｒｒｉｅｒ⁃ｂａｓｅｄ Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＣＢＰＷＭ） 、空间矢量调制 （ Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ Ｐｕｌｓｅ ＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ， ＳＶＰＷＭ ） 及 特 定 谐 波 消 除 的 调 制（ Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ Ｐｕｌｓｅ ＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ， ＳＨＥＰＷＭ） 等［１２］。 载波调制因其原理简单，易于工程实现，得到了广泛关注和应用。 文献［１３⁃１４］研究表明，载波调制在向其调制波注入特定的零序分量后，可以增大载波调制的直流电压利用率，完全等效于 ＳＶＰＷＭ。 受制于功率器件的散热能力，列车牵引变流器的开关频率受限，而高速列车的最高输出电压频率超过 ２００ Ｈｚ，因此在全速域运行工况下载波比变化幅度较大。 中高速域下载波比较低，造成输出电压、电流的低次谐波含量大幅增加，需要合理设计低开关频率下的调制策略。 为了满足列车在高速下的控制要求，通常采取多模式的调制策略，在低速区采用异步调制，在中高速区段采用同步调制，而在进入更高速区段后，为了提高电压利用率，采用方波调制方法［ １５］，如图 ５ 所示。 此外，在不同调制模式的切换时还需要考虑其切换平滑性，不能产生过大的冲击，必须保证在不同模式之间切换时基波电压幅值和相位的连续性［ １６］。

１. １. ２　 三电平 ＮＰＣ 型变流器拓扑三电平 ＮＰＣ 拓扑自 ２０ 世纪 ８０ 年代被提出至今［１７］，得到了大量的应用与研究。 在轨道车辆牵引应用方面，ＮＰＣ 型拓扑的引入最初是为了解决功率器件电压等级不足的问题，能够有效避免功率器件直接串联带来的静态和动态均压问题。 在日本新干线列车上ＮＰＣ 型 拓 扑 率 先 得 到 了 应 用， 我 国 的 ＣＲＨ２ 和ＣＲＨ３８０ＡＬ 型动车组牵引变流器亦采用了三电平 ＮＰＣ型拓扑［１１］。 与传统两电平拓扑相比，三电平 ＮＰＣ 型拓扑具有输出电流谐波含量低、ｄｖ／ ｄｔ 较小、电磁干扰更轻和开关损耗低等优势［１８⁃２０］。

ＮＰＣ 型变流器每个桥臂需要对 ４ 个有源开关器件进行控制，每相桥臂具有 ３ 种不同的开关状态，如图 ６ 所示。 其中，（Ｑ１，Ｑ３）和（Ｑ２，Ｑ４）分别为互补的开关器件。 ＮＰＣ 拓扑共有 ２７ 种不同开关矢量组合，远高于两电平拓扑的 ８ 种开关状态组合，同时还需考虑其中点电压平衡和损耗均衡问题，调制算法复杂度更高。

载波叠层 ＰＷＭ 法原理简单，在 ＮＰＣ 拓扑等三电平拓扑上实现相对容易，其载波由两个同相的三角波组成，载波叠层 ＰＷＭ 基本原理如图 ７ 所示［２１］。 文献［２２］针对传统同步载波调制方法在牵引应用中适用载波比较少的问题，提出一种改进的三电平载波调制方法，分别设计了载波比为 ３ 的奇数和偶数倍下的载波，实现了不同载波比下控制信号的三相对称与半波对称，拓展了载波比的调节范围，并给出了进入方波工况的控制方法，实现了在全速域下的调制。 针对 ＮＰＣ拓扑的中点电位平衡问题，文献［２３］分析了 ３ 种不同的基于零序电压注入的中点电压平衡方法，分别为基于负载电流方向、基于负载电流和母线电容值、基于ＰＩ 调节器的计算方法。 结果表明，基于负载电流和母线电容值具有较好的动态平衡能力，而基于 ＰＩ 调节器的方法具有较好的稳态平衡能力。

三电平 ＳＶＰＷＭ 方法较两电平复杂度大幅增加，需进行更为复杂的扇区判定和空间电压矢量的合成。文献［２４］针对传统三电平的 ＳＶＰＷＭ 在低开关频率下谐波含量高的问题，构建了不同脉冲数下的备选开关序列，并利用电压 ＴＨＤ 作为优化准则进行优化得到最优的开关序列。 虚拟空间矢量法可将三电平矢量进一步合成为新的空间矢量，可以有效增强 ＮＰＣ 拓扑的中点电位平衡能力［２５］。 文献［ ２６］研究虚拟空间矢量法和载波调制法的内在等效关系，实现了由载波调制替代虚拟空间矢量调制。 文献［ ２７］在此基础上，提出主动中点电位平衡方法，进一步完善了载波虚拟空间矢量法。

１. １. ３　 有源中点箝位型变流器拓扑

三电平 ＮＰＣ 拓扑存在功率器件间损耗不均衡以及由此引起的结温分布不均等问题［２８］，制约了开关频率及输出电流的进一步提升。 为了解决 ＮＰＣ 拓扑损耗分布不均的问题，文献［ ２９］ 提出了有源中点箝位（Ａｃｔｉｖｅ Ｎｅｕｔｒａｌ Ｐｏｉｎｔ Ｃｌａｍｐｅｄ， ＡＮＰＣ） 型拓扑结构。ＡＮＰＣ 拓扑在 ＮＰＣ 拓扑的基础上，使用两个有源功率开关管代替无源箝位二极管，因此拥有更多的开关状态组合，冗余的开关状态不仅提升了拓扑的损耗均衡能力，也提高了拓扑自身的故障容错能力［３０］。 图 ８ 为采用三电平 ＡＮＰＣ 拓扑的牵引变流器结构。 目前，ＡＮＰＣ 拓扑已被成功应用于以变频调速为代表的中压交流电机传动系统中，如 ＡＢＢ 公司的中压变频器产品ＡＣＳ２０００［３１］ 。 ２０１９ 年 ５ 月，青岛四方股份研制的时速６００ ｋｍ 常导高速磁浮试验样车下线，该车的牵引变流系统采用了 ＡＮＰＣ 拓扑。

图 ９ 给出了 ＡＮＰＣ 拓扑的常用开关状态，其相比于 ＮＰＣ 型拓扑具有更多的零电平开关状态。 需要注意的是，在两种基本的零电平状态中，零电平［ＯＵ］中的开关管 Ｑ６ 和零电平［ＯＬ］中的开关管 Ｑ５ 可以选择关闭或者开通，结合不同的调制策略，可对开关管的电压应力和损耗进行均衡控制。 在［ Ｐ］状态中，Ｑ６ 处于开通状态，在［Ｎ］状态中，Ｑ５ 处于开通状态，这有利于均衡两个串联非导通开关管的电压，使其各承受 １ ／ ４的母线电压。

基于 ＡＮＰＣ 拓扑的调制策略可根据所采用的零电平状态进行划分，可分为长链路调制、短链路调制以及混合型调制策略。 文献［ ３２］提出一种改进的长链路调制策略，在正半周期时输出状态在［ Ｐ］和［ＯＬ］之间切换，在负半周期时在［Ｎ］和［ＯＵ］之间切换，通过优化占空比和共模电压注入，使 ＡＮＰＣ 拓扑的损耗更为均衡。 而在短链路调制策略中，正半周期时输出在［Ｐ］和［ ＯＵ］ 之间切换，在负半周期时输出在［ Ｎ］ 和［ＯＬ］之间切换，开关管 Ｑ２、Ｑ３ 始终运行于基波频率下，文献［ ３３］ 详细分析了这种短链路调制模式的优势，其具有更好的损耗均衡能力且降低了电路寄生参数对变流器的影响。 文献［ ３４］分析了两种常规的长链路和短链路调制方法，给出两种调制下的开关管损耗分布，针对常规调制策略在一个调制周期内存在开关序列不确定的问题，提出一种混合式的调制策略，使变流器在零状态时控制开关管 Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ６ 同时导通，实现了更低的变流器损耗。

在大功率应用场景下，ＡＮＰＣ 拓扑中杂散电感的影响不容忽略，而在不同换流路径下杂散电感的分布特征不同。 文献［ ３５］ 研究了大功率应用下 ＡＮＰＣ 拓扑的电路建模方法，建立杂散电感模型并给出设计建议。 文献［３６］ 结合 ＡＮＰＣ 拓扑长链路和短链路运行模式，建立了更为详细的电路模型，考虑环流、寄生电容等非线性参数的影响，分别给出采用 ＰＣＢ 和采用ＩＧＢＴ 模块的电路设计方法以降低寄生参数对变流器性能的影响。

１. ２　 基于宽禁带器件的牵引变流器

１. ２. １　 宽禁带器件应用概况

牵引系统的发展始终以绿色高效、轻量化、小型化、高可靠性为目标。 电力电子技术的发展很大程度上提升了牵引变流系统的性能和功率密度，牵引变流系统中的电力电子器件经历了半控型晶闸管（ ＳＣＲ） 、门极可关断晶闸管（ＧＴＯ）的发展过程，并经历了从直流到交流的换代，每一代电力电子器件的革新都使牵引系统的综合性能得到了大幅提升。 进入 ２０ 世纪后，绝 缘 栅 双 极 型 晶 体 管 （ Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ ＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ， ＩＧＢＴ）逐步占据了市场主流地位，在牵引变流器中得到了广泛的应用［３７］。 相较于 ＧＴＯ，ＩＧＢＴ 具有更低的开关损耗和更高的开关频率，可以有效降低电路中的谐波含量，提升变流器的传输效率，散热系统的设计也更为简单，使得牵引变流系统的体积和质量大幅降低。 然而，经过 ６０ 余年的发展，目前的硅基电力电子器件的性能已十分逼近其硅材料性能极限［３８］，制约了牵引变流系统的进一步发展。

近年来，随着宽禁带电力电子器件技术的逐步成熟，以碳化硅（ ＳｉＣ） 为代表的新型宽禁带电力电子器件逐步开始应用于轨道车辆牵引变流系统中。 基于ＳｉＣ 的半导体器件具有优于传统 Ｓｉ 器件的耐压、耐高温能力以及更低的损耗［３９］，见图 １０。 由于其优异的耐高温能力和热传导性能，ＳｉＣ 器件在列车牵引应用方面具有较好的应用前景，能够提升牵引系统的效率，突破现有牵引变流器开关频率的限制，而更低的损耗与更好的耐热能力还可以减小冷却系统的体积，有利于节省牵引装置所需的安装空间，实现牵引系统的轻量化。

日本对基于 ＳｉＣ 器件的牵引变流器的试制和相关测试开展较早。 日立公司研发了基于 Ｓｉ⁃ＩＧＢＴ 和 ＳｉＣ二极管的混合功率模块，并已应用于牵引逆变器中，与传统的 ＩＧＢＴ 逆变器相比，采用混合模块的逆变器质量减少了 ４０％ ，变流器总能量损耗减少约 ３０％［４０⁃４１］。日本铁道综合技术研究所设计了基于混合 ＳｉＣ 器件的牵引变流器，通过对冷却系统与牵引电动机的综合优化，整个牵引系统的质量减轻了约 ２０％ ，并成功在Ｎ７００ 系列车上进行了装车试验，其改进后的 ＳｉＣ 牵引变流器将用于 Ｎ７００ Ｓ 系列车系统中［４２］。

日本三菱电机公司于 ２０１３ 年发布了用于有轨电车的全 ＳｉＣ 器件的牵引逆变器产品［４３］，与采用 ＩＧＢＴ功率模块的传统逆变系统相比，体积和质量降低了约６５％ ，与采用 ＳｉＣ 二极管的现有混合逆变系统相比，体积和质量降低了约 ３０％ ，如图 １１ 所示。 庞巴迪公司将基于 ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ 的牵引逆变器安装在斯德哥尔摩地铁牵引系统中，并进行了 ３ 个月的载客运营试验，与原有的 Ｓｉ⁃ＩＧＢＴ 逆变器相比，逆变器的体积减少了 ５１％ ，质量减轻了 ２２％ ，且该车辆采用自然风冷取代原有的强制风冷［４４］。 国内对于 ＳｉＣ 器件在轨道交通牵引系统的应用研究起步稍晚，目前以中车公司为代表的国内企业及高校也在加大对 ＳｉＣ 产品的研制力度［４５⁃４７］。

１. ２. ２　 Ｓｉ ／ ＳｉＣ 混合型牵引变流器拓扑虽然基于 ＳｉＣ 的开关器件具有明显优于传统 Ｓｉ基器件的性能，但是受制于市场成熟度和现有的器件封装和集成技术，ＳｉＣ 器件的成本还较高。 因此，为了充分发挥 ＳｉＣ 器件的高频特性同时兼顾成本，基于 Ｓｉ ／ＳｉＣ 器件的混合变流器拓扑逐渐得到关注和研究。

ＡＮＰＣ 拓扑的长链路和短链路调制模式能够将其中的功率器件解耦为高频和低频运行， 因此基于ＡＮＰＣ 拓扑的变流器非常适合采用 ＳｉＣ 和 Ｓｉ 器件混合构建，其中的高频部分开关管采用 ＳｉＣ 模块，而低频部分依然采用传统 Ｓｉ 模块，可以充分发挥 ＳｉＣ 器件的优势，同时不会使系统成本大幅上升。 文献［ ４８］提出一种三电平混合 ＡＮＰＣ 拓扑，每相桥臂采用 ４ 个 Ｓｉ⁃ＩＧＢＴ器件和两个 ＳｉＣ⁃ＭＯＳＦＥＴ 器件，如图 １２ （ ａ） 所示。 文献［３３］提出一种适合于大功率应用的混合 ＡＮＰＣ 拓扑，其中每相桥臂包括 ４ 个 ＳｉＣ⁃ＭＯＳＦＥＴ 器件和两个Ｓｉ⁃ＩＧＢＴ 器件，如图 １２（ ｂ） 所示。 文献［ ４９］ 详细分析两种不同 Ｓｉ ／ ＳｉＣ 混合型 ＡＮＰＣ 拓扑的功率损耗和结温特性。 其他混合型 ＡＮＰＣ 拓扑也被提出，如在文献［５０］中将 ＡＮＰＣ 拓扑的上下两个开关管替换为 ＳｉＣ 器件，不过这种混合型拓扑的实用性还有待研究。 针对ＡＮＰＣ 拓扑采用 ＳｉＣ 器件后的电磁干扰问题，文献［５１］ 分析由共模电压引起的共模噪声， 建立混合ＡＮＰＣ 拓扑的共模电压和环流模型，并提出共模电压抑制方法。

２　 永磁牵引电动机控制技术

目前，永磁同步电动机应用比较广泛的两种控制方法为磁场定向控制（ Ｆｉｅｌｄ Ｏｒｉｅｎｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ，ＦＯＣ）和直接转矩控制（Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ，ＤＴＣ） 。 近年来，永磁 电 机 模 型 预 测 控 制 （ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ，ＭＰＣ）得到了越来越多的关注和研究，其具有多输入、多输出、多约束和多控制目标在线优化的特征，因此具备更好的研究发展潜力。

２. １　 矢量控制

磁场定向控制由德国学者 Ｂｌａｓｃｈｋｅ［５２］ 于 ２０ 世纪７０ 年代提出，在牵引系统中得到了广泛的采用［１０，５３］。ＦＯＣ 基于空间坐标变换理论，实现了电枢电流和励磁电流的解耦，从而可以分别对直轴电流 ｉｄ 和交轴电流ｉｑ 进行调节，具有较好的动态调速与电流控制效果。ＦＯＣ 控制系统通常包括 ３ 个部分：转速环、电流环以及脉宽调制环节，其原理如图 １３ 所示。

矢量控制对电流具有较好的控制效果，输出电流电压谐波较少，器件开关频率稳定，但传统矢量控制在计算过程中存在多次坐标变换和复杂调制计算过程，计算量较大。 其次，矢量控制的转矩动态响应速度取决于电流环控制的响应速度，因此转矩动态响应较慢。此外，传统矢量控制对电机参数的准确性要求高，控制系统需要较为准确的转子磁链 ψｆ、交直轴电感参数Ｌｄ 、Ｌｑ 等信息，参数变化对控制性能的影响较大，鲁棒性较差。 矢量控制电流环一般采用比例⁃积分（ ＰＩ）控制器对交直轴电流进行校正，但传统的 ＰＩ 控制器存在超调量大、比例积分参数不易确定等问题。 为进一步提升 ＦＯＣ 性能，目前较多研究将先进控制技术与矢量控制结合，提高系统的闭环控制性能，如内模控制［５４］、滑模变结构控制［５５］、预测控制［５６］等。

２. ２　 直接转矩控制

日本学者 Ｔａｋａｈａｓｈｉ［５７］和德国学者 Ｄｅｐｅｎｂｒｏｃｋ［５８］于 ２０ 世纪 ８０ 年代相继独立提出了用于感应电动机的直接转矩控制策略，由于在控制中使用了感应电机转子转差，因此不适用于同步电机。 １９９７ 年，我国学者胡育文与澳大利亚学者 Ｒａｈｍａｎ 等使用负载角替代转差，将直接转矩控制引入到永磁同步电动机的控制中［５９］ 。 ＡＢＢ 公司对直接转矩控制进行了大量的研究，并成功应用到列车牵引系统中［６０］。 永磁同步电动机ＤＴＣ 的基本思想是控制定子磁链按照指定的轨迹移动，在静止坐标系下控制电机的转矩和磁链，通过滞环调节器比较直接选择最佳的逆变器开关状态，其基本控制原理如图 １４ 所示。 由于采用了滞环且没有调制，ＤＴＣ 相比于 ＦＯＣ 具有更高动态电流响应速度和更低的计算量，且不受电机参数波动的影响，鲁棒性较好。但是，传统 ＤＴＣ 方法采用的双滞环控制结构，对开关矢量的选择较为粗略，存在转矩和磁链脉动大的问题。改进的方法可分为三类：

（１）将原有的开关表进行改进与优化［６１⁃６２］，但是，这类方法并不改变滞环控制结构，对转矩脉动抑制的实际效果有限。

（２）将 ＳＶＰＷＭ 算法引入直接转矩控制中，这类控制方法不使用滞环控制器，需要结合磁链和转矩观测器，计算得到调制所需的电压矢量［６３⁃６７］，对转矩脉动的抑制效果较好，但是增加了控制复杂度。 文献［ ６３］提出一种基于转矩角的直接转矩控制策略，利用转矩控制环得到参考电压信号，磁链控制环用来计算电压矢量的变化角度，但是由于引入了 ＰＩ 控制器，在一定程度上影响了系统的动态性能。 文献［ ６４］ 结合滑模变结构控制（ Ｓｌｉｄｉｎｇ Ｍｏｄｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）技术，将滑模控制器用于转矩和磁链的控制，使系统具有较强的鲁棒性同时保持了快速动态响应性能。 文献［６５⁃６６ ］ 提出基于无差拍直接 转 矩 控 制 （ ＤｅａｄｂｅａｔＤｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）方法，能够在保持转矩快速响应性的同时较好抑制系统的转矩和磁链脉动。 文献［６７］基于反馈线性化理论，设计了相应的磁链与转矩控制器，同样具有较好的转矩脉动抑制效果。

（３）采用占空比调节方式，其原理是让选定的非零电压矢量只作用于当前控制周期的部分时间，剩余时间采用零矢量［６８］，这类控制方法的难点在于占空比的确定。 文献［６９⁃７１］分别给出不同的占空比确定方法。 文献［７２］研究表明，使用多电平变流器能够有效降低直接转矩控制的转矩脉动和开关频率不平衡的问题，但是过多的电平数会增加控制的复杂度，因此采用多电平拓扑一般不超过七电平。

２. ３　 模型预测控制

模型预测控制可分为连续集模型预测控制与有限集模型预测控制，前者需要采用调制生成开关控制信号，而后者因不需要调制，结构简单受到了更多的研究和关注［７３］。 有限集模型预测控制最初由智利学者 Ｒｏ⁃ｄｒｉｇｕｅｚ 等［７４］引入电机控制领域中，建立控制系统的离散化数学模型对状态变量进行预测，通过设计的代价函数进行滚动优化选择最接近控制目标的电压矢量。有限集模型预测控制具有多目标、多变量和多约束条件的控制特点，控制方式简单直观，可同时完成多个目标和约束的优化，且能够充分考虑变流器的非线性特性和开关状态的离散性［７５］。 相比于传统直接转矩控制策略，模型预测控制对电压矢量的选择更为准确有效，转矩脉动更小；相比于传统矢量控制策略，模型预测控制具有更快的转矩动态响应，且因其不需要复杂的调制算法从而计算速度更快［７６］ 。 ＡＢＢ 公司的研究表明，模型预测转矩控制可以大幅提升大功率牵引传动系统的转矩响应速度，同时降低变流器的电流谐波和开关损耗［７７］。 模型预测控制的代价函数设计灵活，可以加入更多控制权重，实现多目标的综合优化，如多电平拓扑的中点电位平衡、开关损耗均衡等。 永磁同步电机有限集模型预测控制根据其预测目标的不同可分为模型预测电流控制（Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎ⁃ｔｒｏｌ， ＭＰＣＣ ） 、 模 型 预 测 直 接 转 矩 控 制 （ ＭｏｄｅｌＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ， ＭＰＤＴＣ） 。

ＭＰＣＣ 将电流作为预测控制的目标，与传统的ＦＯＣ 控制结构类似，但省去了 ＰＷＭ 调制，如图 １５（ ａ）所示。 ＭＰＣＣ 需要根据系统的离散化预测模型对下一个控制周期的变量进行预测，因此保证电机的模型参数准确性是预测控制的一个关键。 然而在实际控制系统中，由于各种不确定扰动的存在，实际参数与测量参数会发生不匹配，影响模型预测的准确性，降低系统的控制性能，而变流器的输出电压和电流的瞬时值同样会影响系统的预测误差，且这种影响具有时变性［７８］，进一步恶化控制性能。 为了提高系统预测模型的参数鲁棒性，文献［７９］提出一种增量预测模型来降低永磁体磁链参数误差的影响，在此基础上设计了消除电感参数不匹配影响的扰动观测器与相应的参数提取算法。 文献［８０］提供了一种无模型参数的 ＭＰＣＣ 思路来消除系统的模型参数影响，该方法采用实测电流实现电机行为的预测，将 ＭＰＣＣ 中对模型参数的依赖转化为对电流测量精度的依赖。

永磁同步电动机的 ＭＰＤＴＣ 原理如图 １５（ ｂ）所示，

根据实时测得的系统参数，对不同电压矢量作用下电机的转矩和磁链进行预测［８１］ 。 ＭＰＤＴＣ 的价值函数同时对转矩和磁链进行评价，但转矩和磁链参数量纲不同，必须要设置一个量纲修正系数，即权重因子。 权重因子确定是 ＭＰＤＴＣ 需要解决的关键问题，一般情况下权重因子可通过反复试验得出，还缺少足够的理论依据且难以保证最优的控制效果。 文献［ ８２］ 针对这一问题提出将控制策略分为两步进行，第一步控制电机转矩，第二步控制电机磁链，每一步控制均采用单独的价值函数，不需要考虑价值函数的权重因子。

永磁同步电动机的 ＭＰＣＣ 和 ＭＰＤＴＣ 两种方法均需要级联速度环控制，属于双闭环控制系统。 模型预测 直 接 速 度 控 制 （ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｄｉｒｅｃｔ ＳｐｅｅｄＣｏｎｔｒｏｌ， ＭＰＤＳＣ） 能够直接通过速度环计算得到所需的电压矢量，集合了 ＭＰＣ 和直接速度控制的优点，克服了传统双闭环控制的限制，能够实现更快的电机转速动态响应。 文献［８３］提出一种利用 Ｒｉｃｃａｔｉ 方程的ＭＰＤＳＣ 方法，但是该方法中使用的 ＰＩ 控制器会产生一定的速度超调量且控制器参数确定较为复杂。 文献［８４］提出的方法没有使用 ＰＩ 控制器，在代价函数中加入了对电流误差的权重，但是未考虑转矩脉动。 针对这个问题，文献［８５］提出了一种改进的永磁同步电动机 ＭＰＤＳＣ 方法，在价值函数中加入了转矩脉动的补偿权值以降低控制系统的转矩脉动。

２. ４　 弱磁控制

受制于牵引逆变器中功率器件的耐压等级，直流母线侧所允许的最大电压有限。 因此，当永磁电动机运行反电动势达到直流母线电压极限，电机转速将受到限制无法继续增加，必需采用弱磁控制以实现进一步升速。

永磁牵引电动机的典型工作特性曲线和弱磁控制轨迹如图 １６ 所示。 弱磁控制方法根据其是否依赖电机参数可以分为两大类：依赖电机参数的方法和不依赖电机参数的方法。

理论公式计算法［８６］ 和梯度下降法［８７⁃８８］ 均属于依赖电机参数的弱磁控制方法。 理论公式计算法的基本思想是基于电机稳态方程，对电流参考值进行计算给定，属于前馈弱磁控制法。 这类方法基于电机物理参数和控制系统电压电流容量来规划弱磁电流的工作点，但也因此对电机参数的准确性要求高，鲁棒性较差，难以实现较为准确的弱磁路径。 梯度下降法主要依赖于对弱磁区域的判定以及弱磁电流的修正。 该方法优势在于能够实现深度弱磁，且与理论公式计算法相比，对电机参数的依赖性小，但计算量较大。

不依 赖 电 机 参 数 的 弱 磁 控 制 方 法 包 含 查 表法［８９⁃９０］、负 ｄ 轴 电 流 补 偿 法［９１⁃９２］ 和 单 电 流 调 节 器法［９３］。 查表法根据转矩及磁链数据进行查表解析得到交直轴电流参考值，该方法不依赖电机参数，简单可靠，具有较好的鲁棒性，但其依靠大量的实验数据进行标定，且不同电机系统之间的实验数据不可共用，工作量大。 负 ｄ 轴电流补偿法的基本思想为：在弱磁区通过增加 ｄ 轴负方向电流，并相应减少 ｑ 轴电流，在满足电流容量以及电压约束的同时达到弱磁控制的目的。负 ｄ 轴补偿电流计算，通过比较反馈的调制电压和电压极限值，再经过 ＰＩ 控制器得到，因此该方法不依赖电机参数，且有一定的通用性，但在深度弱磁区电流工作点规划不佳，且稳定性会随着转速的上升而下降。单电流调节器法利用了交直轴 ｓ 电流的耦合关系，在弱磁区只对 ｄ 轴电流进行单电流闭环控制，无 ｑ 轴电流调节器，ｄ 轴的控制电压由电流调节器得出，而 ｑ 轴的控制电压直接给定。 该方法能够确保在弱磁阶段，控制电压不会超出最大电压限制，保证了电流和电压调节具有一致性的自由度，提高了弱磁深度和控制稳定性，但其运行效率和转矩输出能力均不高。

２. ５　 无位置传感器控制

准确的电机转子位置信息是实现高性能永磁牵引电动机控制的关键，通常转子位置信息通过安装在电机轴上的位置传感器获取。 轨道车辆的运行环境复杂，牵引电动机位置传感器容易受强电磁干扰以及高温环境的影响而引发失效，影响电机控制性能，甚至危及行车安全。 采用硬件冗余的方法虽然在物理上提升了可靠性，但是增加了牵引系统的成本，难以被工业界所采纳接受。 因此，无位置传感器控制技术逐步得到了广泛研究和采用，该方法可提高牵引系统可靠性并降低牵引电动机的体积［９４］，尤其对于永磁直驱列车这类空间紧凑的牵引系统。

根据永磁牵引电动机的运行速度不同，无位置传感器控制方法可分为：中高速域下基于电机模型的方法和低速／ 零速域下基于信号注入的方法两大类，如图１７ 所示。 当永磁牵引电动机处于中高速运行时，其转子位置估算相对容易，通常采用基于永磁电机基波数学模型的方法获取转子位置信息。 这类方法通过对永磁电机反电动势或磁链的观测提取转子位置信息［９５］，根据状态观测器算法的不同可进一步分为基于磁链观测器［９６］、模型参考自适应系统观测器［９７］、扩展卡尔曼滤波器［９８］、滑模观测器［９９］、锁相环观测器［１００］ 和基于人工智能［１０１］等的估计方法。

在电机处于零低速运行下，目前主要采用的方法是开环控制法［１０２］ 与高频信号注入法［１０３⁃１０５］。 开环控制方法算法较为简单，但是其带载能力较差，控制稳定性不高，不适用于牵引列车。 高频信号注入法是基于永磁同步电机的凸极效应，根据注入额外电压信号后的电流响应对转子位置进行检测，按照注入信号类型可分为：高频旋转信号注入法［１０３］、方波注入法［１０４］、高频脉振电压注入法［１０５］等。

基于电机模型的方法对参数的依赖性较大，当永磁同步电机处于低速域时，其反电势和定子电流都较低因而难以检测到较准确的信号，影响转子位置估计的准确性；而基于高频信号注入的方法虽不依赖于电机的参数，但是会造成电机的附加损耗、转矩脉动及高频噪声等问题。 研究表明尚没有单一的控制手段能够在电机全速域下实现较好的控制效果，需要将中高速下的控制策略和零低速下的控制策略相结合以实现全速域下的无位置传感器控制［１０２，１０６］。

轨道车辆牵引属于中压大功率应用领域，现有的一些无位置传感器控制方法难以应用在牵引电动机上。 牵引变流系统中器件的开关频率较低，数字控制系统的固有时延会降低电流环的动态解耦性能，对位置观测器的稳定性和动态性能产生不利影响，且列车速度越高时延对系统性能的影响越明显［１０７］，需要进行一定的时延补偿。 此外，目前多数无位置传感器控制方法是基于电机的连续时域模型，用于牵引电动机低开关频率下的控制效果较差，需要研究合适的离散化模型与控制方法［１０８］。

３　 展望

本文对轨道车辆永磁牵引传动系统的驱动变流器拓扑和电机控制技术进行综述。 针对轨道车辆牵引应用特点，提出尚存在的难点和需要进一步研究的问题。通过对国内外研究现状的分析和总结，可对轨道车辆永磁牵引电动机控制技术的发展趋势做出如下展望。

（１）基于多电平技术的牵引变流器在功率损耗、控制性能上相比于两电平变流器具有较大优势，但多电平变流器在控制和调制方面更为复杂。 另外，多电平变流器应用于牵引系统还需要综合考虑其硬件成本与可靠性等因素，三电平 ＮＰＣ 拓扑所使用的功率器件等级较两电平更低，因此在变流器总成本上和两电平拓扑相当。 ＡＮＰＣ 拓扑相对于 ＮＰＣ 拓扑增加了两个有源器件，成本有所增加，但 ＡＮＰＣ 拓扑在损耗均衡和容错控制能力上优于 ＮＰＣ 拓扑。 随着多电平技术的进一步成熟和完善，特别是多电平变流器应用于列车在全速域下的调制技术，ＡＮＰＣ 拓扑将有望在列车牵引传动系统得到更多的应用。

（２）基于新型宽禁带 ＳｉＣ 器件的牵引变流器在轨道车辆牵引中具有广阔的应用前景，结合永磁牵引电动机高效率、高功率密度等的优势，将使列车牵引系统的体积重量、功率损耗等大幅降低。 采用 ＳｉＣ 器件的牵引变流器，是进一步实现轨道车辆轻量化与绿色高效化发展的重要途径。 受制于工艺成本和市场成熟度，基于 ＳｉＣ 的功率器件价格仍然较高。 为了兼顾其性能和成本，基于 Ｓｉ 和 ＳｉＣ 混合的变流器拓扑已逐步得到研究和关注，未来针对此类混合型变流器拓扑的研究主要集中于两方面：一方面通过硬件设计优化其寄生参数和损耗分布等；另一方面通过改进调制和控制策略充分发挥 ＳｉＣ 器件的高频运行优势并降低算法复杂度。

（３）矢量控制和直接转矩控制技术自提出以来经过了大量的研究与改进，在轨道车辆牵引上的应用已趋于成熟。 模型预测控制作为近年来的热点控制技术研究方向，具备多参数实时在线优化的优点，在永磁牵引电动机控制方面具有较大的应用潜力。 但是，模型预测控制存在计算复杂度高的问题，尤其对于多电平变流器，其迭代运算复杂度呈指数增加；另一方面，在代价函数的权重因子选择上，没有理论化的设计方法；此外，模型预测控制依赖于电机数学模型进行预测，模型参数精度问题需要进一步探究。 未来对于模型预测控制的重点研究方向包括：降低迭运算复杂度的简化预测控制方法，代价函数权重因子的理论设计与优化方法，提升模型参数鲁棒性的预测控制方法。

（４）轨道车辆永磁牵引电动机的弱磁控制性能决定了其高速扩速的能力，如何根据电机参数特性设计一条最优的电流轨迹进行弱磁升速是其中的核心问题。 目前，多数弱磁控制方法是基于弱磁轨迹将问题进行简化，难以实现最优的弱磁升速效果，尤其在深度弱磁工况下的控制性能不佳，还需对此进行深入的研究。 另外，列车在超高速弱磁工况下的带速重投也是一个共性技术难点，如何在列车电力恢复后快速切入对应弱磁工况并减少反电势冲击是其中的关键。

（５）基于电机反电势模型与基于高频信号注入的无位置传感器控制技术已较为成熟，分别能在中高速域和零速低速域下实现较为准确的转子位置观测效果。 目前在城轨地铁上已有无位置传感器控制技术的应用，而高速列车牵引电动机运行速域范围较大，单一的无位置传感器控制难以达到全速域下良好的控制效果，需要进一步研究全速域下无位置传感器的复合控制方法及其平稳切换策略，实现列车在全速域下高效、高可靠的无位置传感器控制。