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PCIe Gen6的PAM4编码具体是如何实现翻倍效率的
摘要：PAM4（4‐Level Pulse Amplitude Modulation）最核心的“翻倍效率”在于：同样一个 symbol 周期内，NRZ 只传 1 bit，而 PAM4 传 2 bit。下面从物理实现到带宽收益一步步说明它是怎么做到的。
1. NRZ (2‐Level) VS. PAM4 (4‐Level)
– NRZ（非归零码）只有两种电平（记作 “0” 和 “1”），每个符号周期只能承载 1 bit 信息。
– PAM4 则使用四个电平（一般映射为 –3, –1, +1, +3 单位电压），每个符号就能区分 4 种状态 ⇒ 2 bit。
因此，在同样的符号率（symbol rate）下，PAM4 将有效比特率翻倍。
2. 符号映射（Bit→Level）
通常选用 Gray 编码以减少码间跳变带来的误码：
| Bit pair | Gray code | 电平 (V) |
|---|---|---|
| “00” | 00 | –3 |
| “01” | 01 | –1 |
| “11” | 11 | +1 |
| “10” | 10 | +3 |
– 发射端将原始比特流两两分组，通过 LUT（查表）或简单逻辑 → 对应电平序列。
– 接收端则用三个比较器（threshold slicer）判断落在哪个电平区间，恢复 2 bit。
3. 发射端 Tx 实现
- 串并转换 (Serializer)
– 将输入比特流串行→并行，每 1 个符号周期取 2 bit。 - 电平映射
– LUT 或有限状态机，把 2 bit→4 电平。 - DAC/模拟 driver
– 模拟电路生成对应差分电压（–3 ~ +3），并加上 Pre-emphasis（发射端均衡）以补偿 PCB 损失。
比特流 → 串并 (2-bit) → 电平映射 → 模拟 driver → 差分输出
4. 接收端 Rx 实现
- 连续时限均衡 (CTLE)
– 补偿高频损耗，恢复信号振幅。 - 判决反馈均衡 (DFE)
– 抑制 ISI（码间串扰）。 - 多阈值切片器 (3 thresholds)
– 将模拟电平映射回 00/01/11/10，对应 2 bit。 - 反映射 → 并串转换 → 后级解码
通道输入 → CTLE → DFE → 3-阈值切片 → 电平→bit → 并串 → 比特流
5. 带宽计算示例
– Gen5 (NRZ)：32 GT/s × 1 bit = 32 Gb/s per lane
– Gen6 (PAM4)：64 Gbaud × 2 bit = 128 Gb/s per lane （符号率也提升到 64 Gbaud）
扣除协议开销后
• 128b/130b → ≈1.54% 开销
• RS‐FEC (Type 1) → ≈16.7% 冗余
净通道带宽 ≈ 128 × (1–1.54%) × (1–16.7%) ≃ 100 Gb/s per lane，约为 Gen5 的 3×，Raw 带宽 4×。
6. 为什么要配合 FEC
PAM4 的四电平眼图更“拥挤”，噪声容限和抖动容限都比 NRZ 严苛得多。
– PCIe Gen6 强制启用 RS‐FEC：
• 在发送端对 128 symbol 分组加上冗余校验 → 纠错码字
• 接收端解码后即使原始 BER ≈10⁻⁶，也可恢复到端到端 BER ≤10⁻²⁵
FEC 的开销 (~16.7%) 是换取信号完整性和高可靠性的必要代价。
7. 在 PCIe Gen6 中的关键优化
- 符号率升级
– Gen5：32 GT/s NRZ → Gen6：64 Gbaud PAM4 - 模拟链路设计
– 更强 CTLE/DFE/T-coefficient，对 PCB 路径、connector 要求更高 - 链路训练扩展
– 新增 PAM4/FEC 能力协商阶段（LTSSM 里 TS3'/TS4'） - PHY IP 升级
– 4-level 驱动器、多阈值接收器、FEC 编/解码器一体化
8. 小结
- PAM4 是靠“4 电平 ⇒ 2 bit/symbol”天然翻倍比特效率。
- 配合符号率翻倍与 128b/130b + FEC，Gen6 Raw 带宽从 32 → 128 Gb/s，净带宽 ≈100 Gb/s。
- 实现上需要更复杂的模拟前端（4-level DAC/ADC、CTLE、DFE）和必选的 FEC。
- 对上层协议/软件透明，仍沿用 PCIe 事务层，仅在链路初始化时协商新能力。