[小M全新力作-修稿]PFC_LLC电源设计全攻略：从原理学习到SIMULINK仿真到EDA板实战，再到实物电源调试

未完结

可私信获取手稿以详细理解本文

LLC

__2025.1.13

MOS

ZVS ZCS

重锁粥支，MOS管由于设计工艺，总会产生一些寄生元件如：寄生电容（pf级）、寄生电阻、寄生二极管等

由于这些MOS参数，会导致MOS的导通和关断并不会根据方波信号，完美的进行导通关断（寄生电容的充电放电会导致开关时又一定斜率）

此时，为了减小开关损耗，我们需要零电压或零电流开关

我们要达到零电压开通和零电流关断，就要将原本电压电流关联的这两个物理量‘’拉开‘’，方法便是通过谐振，因为感性电路可以让电压比电流提早一个相位，容性电路可以让电流比电压提早一个相位

零电压开通就要将寄生的Cds充电使得moa两端无压差

零电流关断就要在振起来的电流波形时在过零点是开通mos

注意：ZVS ZCS 的需求是针对一个MOS管启动的损耗功率

我们要zvs就需要反向的一个电流（同向于体二极管）来让Cds压差为0

• 补充：ZCS通常使用于IGBT，他在关断时，会存在拖尾现象，关断损耗大，故需要ZCS

死区时间

重锁粥支，我们上下桥臂的MOS不能同时导通（没人会短路电源吧）

此时，我们需要上下桥臂的MOS 有死区时间使得两个MOS不会同时导通，如图

注意：死区时间的需求是针对两个MOS管启动的损耗功率

谐振腔LLC

• 补充：有点好奇谐振腔必须在高压侧吗，在低压侧会有什么影响（高压侧电流低，谐振电容不易发热）

振荡

振荡的基本条件是，电流电压相位相差180，通过正反馈将能量在电感电容中转移，否则能量可能无法完整转移，而L提供+90，C提供-90

在上一部分中谈到了ZVS ZCS，实现方法就是通过谐振腔体，当谐振腔呈感，电流才会滞后于电压当电压上去时，电流还是负的，利用这个负的电流来充放电寄生电容

开关要大于谐振频率

LLC为什么叫LLC:激磁电感，谐振电感，谐振电容三者的能量传递（详见工作分析）

驱动波形测量

!!!在测量上下管驱动波形时，切忌用两个通道分别接两mos的ds端！！！

会导致谐振腔高电压与地相连短路！！！要不是我犹豫了一下，过年要损失一台示波器 : (（有差分探头当我没说）

LLC在欠谐振状态下为什么可以实现增益大于1或者说怎么实现升压

[分压定理]依然适用，欠频时，Cr串Lr显容性，R并Lm显感性，则Vout=Vin*感性/(感性+容性)，显然分母的感性被削弱，使得 感性/(感性+容性)>1，即Vout>Vin。

PFC

__2025.1.24——11：21

零、全波整流滤波|基波谐波|功率（导）

• 我们先通过全波整流电路将交流转直流，大电容将馒头波尽量滤去为直流电压

  • 后端的boost升压电路需要直流输入

• ……谐波、基波

  • 任何周期性信号都可以分解为基波和谐波的叠加
  • 谐波是频率为基波频率整数倍的正弦波成分
  • 谐波产生原因：负载了非线性元件（二极管半波整流产生偶次谐波）

• 功率

• 视在功率

• 有功功率

• 无功功率

• tip：功率补偿和功率因数校正——功率补偿通常是感性用电器（电机）的无功功率在长距离的传递中变为热量损耗

• 功率因数（PF） = 有功功率/ 视在功率。ϕ是电压和电流之间的相位角

• 目的就是让输入电流趋向于正弦波，输入电流跟随输入电压=即降低无功功率损耗

  • 当电流不为正弦波-即有谐波成分，导致高无功功率电流输入不稳定

一、升压390V

在AC输入正弦波k值为0时，电容电流为0……具体分析见手稿

可以看出，AC输出的电流会有突变（上图由于比例尺不明显，可看上上图,电压源是5v也使得电流突变不明显）

突变原因分析仿真可以得出，是由于在AC正弦电源输入中有一段 时间的电压是低于电容两端电压，导致整流二极管截止，因而使得输入电流呈现脉冲状

• b此时，PFC的作用便是维持整流二极管的导通使得电流跟随电压波形变化，方法便是提高PFC电路输出电压注意：PFC电路是整流电路与电容之间的电路（暂时看作boost无妨），即使得电容电压永远小于经过PFC升压的电压，维持滤波电容充电状态，维持整流二极管导通——即可解决整流二极管断续导通，电流波形呈尖脉冲状态

手稿__无PFC电路（全波整流+滤波电容）工作状态分析

2025.2.5——5：50

• 粉色-输出电容电压|红色-整流桥后全波整流电压|蓝色-电源输入电流

t0-t1：输出滤波电容电压大于全波整流后电压，二极管截止，即电容向负载供电

t1-t2：全波整流后电压大于滤波电容电压，由电源开始向负载和电容供电

t2-t3：由于输入正弦波到达峰值下降，而电容的指数放电特性电压下降慢，电压值大于整流电路后电压，二极管截止

• 这种状态导致电源输入不稳定，同时电流极大（同时给电容和负载供电），有尖峰

• 补充：当滤波电容越大，放电速率就会越短，二极管导通时间就会越短（到下一周期电容电压与整流后电压相交时间越靠后），电源电流畸变尖峰就会越大

二、输入电流转正弦波

2025.1.27 ——1：44

• 对着开关电源技术设计与网上论文与资料，LLC电路分析了好几天，想死，每个阶段，每个元件I,U状态，电容电感充放电，MOSFET寄生参数，分析得想吐，也许我确实没这能力，一个月PFC_LLC的进度又要多一项任务：simulink
• 疯了！头好痛！

SIMULINK仿真分析

__2025.1.27——2：19

截至目前，编者在B站，CSDN没有能找到能让本傻瓜理解的LLC电路讲解，“张飞实战电子”团队的“”姜维老师“在工作状态分析中前后电流分析流向矛盾，

LLC

仿真出了欠谐振状态！

工作状态分析

t0（下管关断到上管开通）:G1寄生电容完全放电

PFC

工作状态分析

+ 占空比前馈（BOOST控制基础）

• 预先给定一个稳态占空比，再根据PID差值将函数状态趋于稳定3
  • 若没有预先给定，则PI的算法会大大增加进入稳态的时间
• EXP:我们要让输出380V-DC，0.421的占空比，直接给Ig占空比0.421，不必让占空比由0开始增加
• 补充：同时可以去除D算法，在没有占空比前馈时，严重过冲（由于P和高压引起的巨大差值）

由于

电压环|电流环

• 电压环的运行速度一定要小于电流环的参考速度（电压环的输出作为电流环的参考输入，如果电压环速度过快，导致电流环跟不上电压环速度，无法进入稳态）

  • 电压环——慢速环；电流环——快速环

• 控制原理

  • 输出电压-参考电压=误差电压
  • 误差电压进入电压环计算=参考电流
  • 电感电流-参考电流=误差电流
  • 误差电流进入电流环计算=MOS占空比值

• 电感电流的测量——由于直接测量电感电流adc输出（220ac高压不方便采样）

  • 我们转为测量MOSFET电流（BOOST基本原理详见上文）

• I电感与Vout正相关

• 占空比D=1-Vin/Vout

BOOST

工作状态

• boost在开关管开通和关断区间工作状态不同